Thiết kế bộ trộn tần chống nhiễu ảnh ứng dụng cho mô-đun thu phát băng tần X

để điều chỉnh, làm 
thấp hơn trước khi thực hiện các bước xử lý giảm độ mất cân bằng các tham số pha và hệ 
tiếp theo trong tuyến thu. Do đó, bộ trộn tần số khuếch đại của hai nhánh, qua đó cải thiện 
là một thành phần quan trọng trong hệ thống và làm tăng hệ số chống nhiễu ảnh của bộ 
vô tuyến. trộn tần IRM. 
Khi thực hiện trộn tín hiệu thu cao tần RF với 2. Đề xuất cấu trúc bộ trộn tần IRM 
tín hiệu dao động chủ (local oscillator – LO), 2.1. Bộ trộn tần IRM cấu trúc Hartley 
thu được tín hiệu trung tần IF có tần số bằng Cấu trúc Hartley của bộ trộn tần IRM được 
hiệu tần số của hai tín hiệu. Ở bộ trộn tần mô tả trong hình 2. 
thông thường, không có sự khác biệt giữa tín A
 LPF
hiệu thu cao tần RF và tín hiệu nhiễu ảnh 00 IF
 RF
(image interference signal - IM) có tần số 
 900
cách tần số của LO cùng một lượng bằng với LPF 50 Ω
tần số IF mong muốn như trong hình 1. B
 00 900
 LO
 50 Ω 
 LO
 IF RF IM 
 Hình 2. Bộ trộn tần IRM cấu trúc Hartley[4] 
 Trong hình 2, tín hiệu RF đầu vào 
 được chia thành hai nhánh và mô tả như sau: 
 Hình 1. Tín hiệu cao tần RF, nhiễu ảnh IM (1) 
Để chống nhiễu ảnh, phương pháp thường Trong đó, là thành phần tín hiệu 
được áp dụng là sử dụng trộn tần 2 lần kết cao tần thu mong muốn, là thành 
hợp với lọc thông dải hoặc sử dụng bộ trộn tần phần tín hiệu cao tần của nhiễu ảnh. 
IRM. Bộ trộn tần IRM cho phép lựa chọn băng Tín hiệu dao động LO có dạng: 
tần trên (upper side band – USB) hoặc băng 
tần dưới (lower side band – LSB) so với tín (2) 
hiệu LO, do đó giảm được nhiễu ảnh không Xét về mối quan hệ tần số ta có: 
mong muốn. Tuy có nhiều kỹ thuật chống và (3) 
nhiễu ảnh được đề xuất nhưng cấu trúc Hartley Ở nhánh phía trên, tín hiệu RF được trộn với 
và Weave vẫn là hai cấu trúc phổ biến nhất. tín hiệu LO, có dạng . Ở nhánh 
Về lý tưởng, bộ trộn tần IRM cấu trúc Hartley phía dưới, tín hiệu RF được trộn với tín hiệu 
cho phép loại bỏ hoàn toàn nhiễu ảnh. Tuy LO được xoay pha 90 độ, có dạng . 
nhiên, thực tế bộ trộn IRM cấu trúc Hartley Các đầu ra của hai bộ trộn tần được đưa qua 
khó đạt được hiệu quả cao do sự mất cân bằng bộ lọc thông thấp để loại bỏ thành phần có tần 
pha và hệ số khuếch đại giữa 2 nhánh tín hiệu số tổng của tín hiệu RF và tín hiệu LO mà chỉ 
IF [1], [2]. Tỷ số chống nhiễu ảnh IRR của bộ giữ lại thành phần hiệu tần số của hai tín hiệu. 
trộn tần IRM cấu trúc Hartley thường không Tín hiệu thu được tại các điểm A, B sau khi 
4  Email: jst@tnu.edu.vn 
 Phạm Cao Đại và Đtg Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ ĐHTN 225(09): 3 - 10 
triển khai lượng giác thu được như sau: Trong đó, bộ hiệu chuẩn pha, hệ số khuếch 
 đại được sử dụng là các bộ xoay pha kết hợp 
 (4) suy hao tín hiệu có độ phân giải cao sử dụng 
 các bộ suy hao số và chia/cộng tín hiệu. Cấu 
 trúc của bộ xoay pha kết hợp suy hao tín hiệu 
 (5) 
 dùng để hiệu chuẩn pha, hệ số khuếch đại của 
Sau khi cộng bằng bộ hybrid coupler 90 độ ở hai nhánh được mô tả trong hình 4. 
đầu ra, thành phần nhiễu ảnh bị loại bỏ và chỉ 
còn thành phần trung tần IF của tín hiệu thu 
mong muốn: 0 DSA
 Input 0
 Output
 (6) 
 900
Hiệu quả chống nhiễu ảnh của bộ trộn tần 
 50 Ohm
IRM được đánh giá qua tỷ số chống nhiễu ảnh 
 DSA 
IRR, tính bằng tỷ số công suất của nhiễu ảnh Hình 4. Bộ xoay pha kết hợp suy hao sử dụng suy 
và tín hiệu ở đầu ra của bộ trộn tần IRM. hao số và chia/cộng tín hiệu [5] 
Công thức tính IRR theo dB được cho như 
 Trong hình 4, giả thiết tín hiệu đầu vào của bộ 
sau [4]: 
 hiệu chuẩn pha, hệ số khuếch đại được cho 
 (7) bởi công thức 9. 
 (9) 
trong đó, và là độ mất cân bằng hệ số 
khuếch đại và pha giữa hai nhánh. Sau khi biến đổi lượng giác, tín hiệu đầu ra 
Trong trường hợp độ mất cân bằng pha và hệ của bộ hiệu chuẩn pha, hệ số khuếch đại được 
số khuếch đại giữa hai nhánh là rất nhỏ, công tính theo công thức 10. 
thức 5 có thể tính gần đúng như sau: (10) 
 Trong đó, , lần lượt là biên độ và pha 
 (8) 
 đầu (góc xoay pha so với tín hiệu đầu vào) 
trong đó, . của tín hiệu đầu ra và được xác định theo các 
Theo đó, để tăng mức chống nhiễu ảnh của bộ công thức 11, 12. 
trộn tần IRM, cần giảm đồng thời cả sai số về (11) 
pha và hệ số khuếch đại giữa hai nhánh. (12) 
2.2. Cấu trúc đề xuất Ở đây, , được cho bởi công thức 13, 14: 
Để tăng hiệu quả chống nhiễu ảnh của bộ trộn 
tần IRM, bài báo đề xuất bộ trộn tần IRM dựa (13) 
trên cấu trúc Hartley có điều chỉnh với việc (14) 
thêm các bộ hiệu chuẩn pha, hệ số khuếch đại Trong các công thức 13 và 14, , , lần 
tại hai nhánh tín hiệu sau trộn tần như mô tả lượt là biên độ đầu vào, hệ số suy hao và góc 
trong hình 3. 
 xoay pha theo hệ số suy hao của nhánh trên; 
 Hiệu chuẩn A
 LPF pha, hệ số , , lần lượt là biên độ đầu vào, hệ số 
 khuếch đại 00 IF
RF suy hao và góc xoay pha theo hệ số suy hao 
 của nhánh dưới trong sơ đồ trên hình 4. 
 Hiệu chuẩn 900
 LPF pha, hệ số 50 Ω
 khuếch đại B Theo các công thức 10 đến 14, trong trường 
 00 900 hợp tín hiệu được chia cân bằng, các bộ suy 
 hao được thiết lập ở chế độ không suy hao tín 
 50 Ω hiệu thì góc xoay pha tín hiệu đầu ra là 45 độ. 
 LO Theo [5], khi sử dụng các bộ suy hao số 7 bít 
 Hình 3. Cấu trúc đề xuất bộ trộn tần IRM (độ phân giải 0,25 dB), luôn có khả năng lựa 
 Email: jst@tnu.edu.vn 5 
 Phạm Cao Đại và Đtg Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ ĐHTN 225(09): 3 - 10 
chọn cặp giá trị hệ số suy hao trên hai nhánh số RF từ 9,1÷9,7 GHz, hệ số chống nhiễu ảnh 
để thiết lập các góc xoay pha và mức suy hao IRR (tương ứng với độ mất cân bằng pha, 
tín hiệu mong muốn với độ phân giải cao (1 biên độ của hai nhánh I, Q) được công bố 
độ với góc xoay pha và 0,25 dB với mức suy nằm trong khoảng từ 20 ÷ 30 dB. 
hao ở tần số 3,4÷4,2 GHz). Điều này cho 3.2. Bộ lọc thông thấp 
phép ứng dụng để hiệu chuẩn pha và hệ số Tín hiệu sau trộn tần được đưa qua bộ lọc 
khuếch đại trên hai nhánh, nâng cao chất thông thấp LPF để loại bỏ các thành phần RF. 
lượng chống nhiễu ảnh của bộ trộn tần IRM. Băng thông của bộ lọc phải đảm bảo dải tần 
3. Thiết kế bộ trộn tần IRM băng X số IF (tần số 90 MHz, băng thông 10 MHz) đi 
Áp dụng cấu trúc đề xuất vào thiết kế bộ trộn qua và đặc tuyến biên tần có độ bằng phẳng 
tần IRM băng X với các yêu cầu tham số như tốt nhất có thể. Sử dụng cấu trúc bộ lọc 
trong bảng 1. Ngoại trừ bộ trộn tận I/Q, các chebyshev bậc 5, kết quả thiết kế và mô 
thành phần khác của bộ trộn tần IRM bao phỏng sau layout trên ADS được mô tả trên 
gồm: bộ lọc thông thấp LPF, bộ chia/cộng hình 6. 
công suất wilkinson và bộ chia/cộng công 
suất hybrid coupler 90 độ đều làm việc ở tần 
số trung tần . Do đó, để giảm 
kích thước mà vẫn đảm bảo tham số, các 
thành phần này được thiết kế bằng các linh 
kiện tham số tập trung R, L, C có sai số nhỏ 
hơn 5% và tần số làm việc cao nhất không 
thấp hơn 300 MHz. 
 Bảng 1. Yêu cầu của bộ trộn tần IRM thiết kế 
 Tên tham số Giá trị yêu cầu 6a) Sơ đồ thiết kế bộ lọc LPF 
 Tần số RF ( ) 9,1 ÷ 9,7 GHz 
 Tần số IF ( ) 90 MHz 
 Tần số LO ( ) 
 Băng thông IF (BW) 10 MHz 
 Hệ số IRR > 36 dB 
3.1. Bộ trộn tần I/Q 
Bài báo sử dụng bộ trộn tần I/Q HMC521LC4 
của hãng Analog Devices hoạt động ở dải tần số 
từ 8,5 GHz đến 13,5 GHz để trộn tín hiệu cao 
tần RF về tần số trung tần 90 MHz. Bộ trộn tần Tần số (MHz) 
 6b) Kết quả mô phỏng bộ lọc LPF 
HMC521LC4 có sơ đồ khối như hình 5. Hình 6. Sơ đồ thiết kế (a) và kết quả mô phỏng 
 sau layout (b) của bộ lọc LPF 
 Theo hình 6, trong dải tần hoạt động của tín hiệu 
 IF (từ 85÷95 MHz), bộ lọc LPF được thiết kế 
 phối hợp trở kháng tốt và có sai lệch về mức suy 
 hao theo tần số là không quá 0,05 dB. 
 3.3. Bộ chia/cộng wilkinson và hybrid 90 độ 
 Bộ chia/cộng wilkinson dùng trong bộ hiệu 
 Hình 5. Sơ đồ cấu trúc bộ trộn tần IQ chuẩn pha, hệ số khuếch đại để cộng tín hiệu 
 HMC521LC4 của Analog Devices đầu ra. Bộ chia/cộng hybrid 90 độ dùng trong 
Theo tài liệu của nhà sản xuất, trong dải tần bộ hiệu chuẩn pha, hệ số khuếch đại và cộng 
6  Email: jst@tnu.edu.vn 
 Phạm Cao Đại và Đtg Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ ĐHTN 225(09): 3 - 10 
tín hiệu IF đầu ra cuối cùng của bộ trộn tần theo công thức 15 [6]. 
IRM. Băng thông của các bộ chia/cộng đều và (15) 
phải đảm bảo dải tần số từ 85÷95 MHz và độ 
 Ở đây, là trở kháng đặc trưng của đoạn 
cân bằng giữa hai nhánh là tốt nhất có thể. Do 
tần số hoạt động thấp nên trong quá trình thiết mạch dải; là tần số làm việc trung tâm. 
kế, các đoạn mạch dải được thay thế Kết quả thiết kế và mô phỏng sau layout bộ 
bằng mạch LC tương đương như trong hình 7. chia/cộng wilkinson bằng R, L, C được mô tả 
 trên hình 8. 
 Theo đó, trong dải tần hoạt động của tín hiệu 
 λ/4 IF, suy hao tín hiệu khi đi từ cổng P1 đến các 
 cổng P2 và P3 là cân bằng và độ suy hao chèn 
 của bộ chia/cộng wilkinson chỉ trong khoảng 
 Hình 7. Sơ đồ tương đương mạch dải [6] 0,35÷0,37 dB. Sai lệch pha giữa các tín hiệu 
Các giá trị L, C trong hình 7 được tính toán, trên là rất nhỏ. 
 8a) Sơ đồ thiết kế nguyên lý 8b) Sơ đồ thiết kế layout 
 Tần số (MHz) Tần số (MHz) 
 8c) Các hệ số truyền đạt S21 và S31 8d) Sai lệch pha giữa hai cổng P2, P3 
 Hình 8. Sơ đồ thiết kế và kết quả mô phỏng sau layout bộ chia/cộng wilkinson 
Để tăng độ cân bằng pha và hệ số truyền giữa các cổng, bài báo lựa chọn sử dụng bộ chia/cộng 
hybrid 90 độ cấu trúc 2 tầng (two-section branch-line hybrid coupler) [7] có băng thông và hiệu 
suất tốt hơn so với bộ chia cộng hybrid thông thường. Kết quả thiết kế và mô phỏng sau layout bộ 
chia/cộng hybrid 90 độ bằng L, C được mô tả trên hình 9. 
 Email: jst@tnu.edu.vn 7 
 Phạm Cao Đại và Đtg Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ ĐHTN 225(09): 3 - 10 
 9a) Sơ đồ thiết kế nguyên lý 9b) Sơ đồ thiết kế layout 
 Tần số (MHz)
 Tần số (MHz) 
 9c) Các hệ số truyền đạt S21 và S31 9d) Sai lệch pha giữa hai cổng P2, P3 
 Hình 9. Sơ đồ thiết kế và kết quả mô phỏng sau layout bộ chia/cộng hybrid 90 độ 
Xét tín hiệu đi từ cổng tổng P1 tới các cổng nhánh P2 và P3 của bộ chia/cộng, kết quả trên hình 9 
cho thấy, sai lệch mức suy hao giữa hai nhánh lớn nhất là 0,15 dB tại 90 MHz). Sự biến thiên 
mức suy hao tín hiệu của trên toàn dải tần hoạt động là 0,26 dB. Mất cân bằng pha lớn nhất giữa 
hai nhánh (so với độ lệch pha 90 độ) trong toàn dải tần là 1,26 độ. 
3.4. Thiết kế layout bộ trộn tần IRR băng X 
Kết quả thiết kế bộ trộn tần IRR băng X được mô tả trên hình 10 gồm bo mạch trộn tần 
HMC521LC4 và thiết kế layout tổng hợp phần tín hiệu IF. Trong đó, các linh kiện L, C được lựa 
chọn sử dụng là của hãng Murata với độ chính xác tốt hơn ±5%. 
 Hình 10. Bộ trộn tần HMC521LC4 và Bo mạch thiết kế phần tín hiệu IF 
3.5. Khảo sát hiệu năng của bộ hiệu chuẩn pha, hệ số khuếch đại 
Các tham số tín hiệu qua các bộ chia/cộng wilkinson và hybrid coupler được sử dụng làm tham 
số đầu vào để đánh giá hiệu năng của bộ CPG. Bộ suy hao số sử dụng là vi mạch RFSA3714 của 
8  Email: jst@tnu.edu.vn 
 Phạm Cao Đại và Đtg Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ ĐHTN 225(09): 3 - 10 
Qorvo với 7 bít điều khiển và bước thay đổi năng phân giải theo độ suy hao, thực hiện 
suy hao là 0,25 dB. Với mục đích hiệu chuẩn khảo sát cụ thể với góc xoay pha 43 độ (có số 
mất cân bằng giữa hai nhánh của bộ trộn tần lượng cặp hệ số lựa chọn thấp nhất là 24 cặp). 
IRM nên chỉ khảo sát hiệu năng của bộ hiệu Hình 12 chỉ ra kết quả mô phỏng sự thay đổi 
chuẩn pha, hệ số khuếch đại trong phạm vi của góc xoay pha và mức suy hao tín hiệu theo 
góc pha từ 35 ÷ 55 độ và độ suy hao từ -5÷-2 chỉ số cặp hệ số suy hao có thể sử dụng đã 
dB (tương ứng bù sai lệch về pha trong phạm được sắp xếp theo thứ tự mức suy hao tăng dần. 
vi ±10 độ, về hệ số khuếch đại trong phạm vi 
 Trên hình 12a cho thấy, sai số về pha lớn nhất 
±1,5 dB). 
 so với góc xoay pha mong muốn chỉ trong 
Hình 11 cho biết số lượng các cặp hệ số suy phạm vi ±0,5 độ với tất cả các cặp hệ số suy 
hao của hai vi mạch RFSA3712 có thể lựa hao có thể lựa chọn. Hình 12b thể hiện sự 
chọn theo góc xoay pha mong muốn mà đảm thay đổi của mức suy giảm tín hiệu và bước 
bảo giới hạn về hệ số suy hao và độ chính xác nhảy mức suy giảm qua theo chỉ số cặp hệ số. 
pha 1 độ. Theo đó, ở mỗi góc xoay pha trong Theo đó, trong dải suy hao hiệu chuẩn được 
phạm vi từ 35 ÷ 55 độ, có ít nhất 24 cặp hệ số giới hạn từ -5÷-2 dB, luôn có thể tìm được 
có thể lựa chọn để áp dụng. cặp hệ số suy hao để đạt được độ suy hao 
 mong muốn với sai số nhỏ hơn 0,15 dB. 
 Theo công thức 8 về tính tỷ số IRR, độ phân 
 giải và độ chính xác của bộ xoay pha kết hợp 
 suy hao là đủ để hiệu chuẩn pha và hệ số 
 khuếch đại giữa hai nhánh, bảo đảm cho bộ trộn 
 tần IRM được thiết kế có tỷ số IRR lớn hơn 38 
 dB, tốt hơn rất nhiều so với mức IRR từ 20 ÷ 30 
 Hình 11. Khả năng lựa chọn theo góc pha dB của bộ trộn tần I/Q được sử dụng. 
 Suy hao tín hiệu tăng lên khi bộ hiệu chuẩn pha, 
 hệ số khuếch đại nằm trong dải từ -5÷-2 dB, ít 
 ảnh hưởng tới tham số SNR của tín hiệu. 
 4. Kết luận 
 Một giải pháp nâng cao chất lượng bộ trộn tần 
 IRM dựa trên cấu trúc Hartley được đề xuất. 
 Kết quả thiết kế, mô phỏng và khảo sát hiệu 
 năng của các thành phần làm việc ở tần số IF 
 12a) Biến thiên góc xoay pha 
 của bộ trộn tần IRM băng X cho thấy giải 
 pháp cho phép cải thiện đáng kể tỷ số chống 
 nhiễu ảnh IRR của bộ trộn tần I/Q và hoàn 
 toàn đáp ứng yêu cầu ứng dụng trong thực tế. 
 TÀI LIỆU THAM KHẢO/ REFERENCES 
 [1]. D. Varun, T. Mazumdar, and G. R. Kadambi, 
 “Design and development of a novel 
 architecture for multistage rf downconversion 
 12b) Độ suy hao tín hiệu with improved image rejection and non-
 Hình 12. Biến thiên góc xoay pha (a) và độ suy linearity corrections for 1-10 GHz range,” 
 hao tín hiệu (b) tại góc xoay 43 độ SasTech Journal, vol. 10, no. 1, pp. 43-51, 
Để đánh giá về sai số góc xoay pha và khả May 2011. 
 Email: jst@tnu.edu.vn 9 
 Phạm Cao Đại và Đtg Tạp chí KHOA HỌC & CÔNG NGHỆ ĐHTN 225(09): 3 - 10 
[2]. F. E. Idachaba, and H. E. Orovwode, Step Attenuator in 3.4-4.2GHz Frequency 
 “Analysis of a Weaver, Hartley and Saw- Range,” 2019 3rd International Conference 
 Filter Based, Image Reject Architectures for on Recent Advances in Signal Processing, 
 Radio Receiver Design,” Advanced Materials Telecommunications & Computing 
 Research, vol. 367, pp. 199-204, Oct. 2011. (SigTelCom), 2019, pp. 145-148. 
[3] B. Razavi, RF Microelectronics. Upper Saddle [6]. D. M. Pozar, Microwave Engineering. Wiley, 
 River: Prentice Hall, 1998. 2004. 
[4]. S. A. Maas, Microwave Mixers. ArtechHouse [7]. M. Palomba, A. Bentini, D. Palombini, W. 
 Publishers, Antennas and Propagation Ciccognani, and E. Limiti, “A Novel Hybrid 
 Library, First Edition, 1993. Active Quasi-Circulator for L-Band 
[5]. C. D. Pham, D. P. Le, V. T. Luu, and H. Le, Applications,” 19th International Conference 
 “High Resolution Phase Shifter, Attenuator on Microwave Radar and Wireless 
 Based on Combination of Coupler and Digital Communications, MIKON 2012, May. 2012. 
10  Email: jst@tnu.edu.vn