Thiết kế bộ nối lưới ba pha cho hệ thống năng lượng tái tạo trong điều kiện dải điện áp thay đổi lớn

hật thông số 
điện áp và dòng điện của hệ thống; Bộ lọc 
LCL [3], [18] với điện trở giảm chấn; Màn 
hình hiển thị thông tin và điều khiển HMI; 
CB tổng và CB điều khiển tự động STS. 
CB
Three 
Phases 
Three 
Levels 
Inverter
Li
Rd Rd Rd
Cf Cf Cf
Lg
Lg
Lg
Li
Li
voc
vob
voa
vgc
vgb
vga
STS
igb iga
voab
vobc
vgab
vgbcMAIN GRID
Main bus
Main bus
Main bus
C1
C2
DC/DC
Boost Interleaved
PV
. . .
PWM1 PWM2 PWM12
( + )
-
( - )
ARM 
STM32H743iiTx
PWM15
PWM16
. . .
PWM1 PWM2 PWM12
Vc1
Vc2
ADC1ADC2
Vc1
Vc2
Vab Vcaia ic
Vab
ia
ic
Vca
ADC6
ADC7
ADC8
ADC9
LOAD
RECTIFIER 
( + )
( - )
HMI hiển thị 
thông tin và điều 
khiển hệ thống 
nối lưới năng 
lượng tái tạo
UART5
to HMI
From 
UART5
to HMI
Hình 1. Mô hình hệ thống nối lưới năng 
lượng tái tạo sử dụng STM32H7iiTx 
SCIENTIFIC JOURNAL OF SAIGON UNIVERSITY No. 65 (5/2019) 
68 
a. Cấu hình chân chức năng cho 
STM32H7iiTx 
Phần mềm Stm32 CubeMX cho phép 
thiết đặt cấu hình chân chức năng trực quan 
và xuất file lập trình khung với các thiết 
lập ban đầu, rút ngắn rất nhiều công đoạn 
cho tác vụ lập trình phần cứng. 
STM32H7iiTx được cấu hình 12 PWM cho 
bộ nghịch lưu 3 pha 3 bậc NPC vốn cần 12 
xung điều khiển; 2 PWM cho board DC-
DC Boost Interleaved; 2 ADC cho 2 cảm 
biến điện áp DC trên 2 tụ điện C1 và C2; 2 
ADC cho cảm biến điện áp xoay chiều Vab 
và Vca; 2 ADC cho 2 cảm biến dòng điện 
xoay chiều ia và ic ; cấu hình UART 4 dùng 
cho truyền thông giao tiếp giữa chip ARM 
và máy tính để nạp chương trình; Rx, 
UART và Tx thông qua IC max485 giao 
tiếp với chân HMI(+) và chân HMI(-); 
IN_SIG dùng điều khiển relay đóng ngắt 
công tắc tơ STS. 
Hình 2. Thiết lập cấu hình chân chức năng 
cho vi điều khiển STM32H7iiTx 
Bảng 1. Cấu hình chân chức năng cho vi 
điều khiển 
STT Pins Ứng dụng 
1 59-PF11 ADC1_2 
2 57-PB1 ADC1_5 
3 63-PF13 ADC2_2 
4 52-PA6 ADC2_3 
5 54-PC4 ADC2_4 
6 35-PC3 ADC3_1 
7 27-PF9 ADC3_2 
8 25-PF7 ADC3_3 
9 21-PF5 ADC3_4 
10 106-PG2 BUTTON (ACT_0) 
11 17-PF1 INPUT(NV1) 
12 18-PF2 INPUT(NV2) 
13 70-PE9 PWM1_1 
14 53-PA7 PWM1_1N 
15 74-PE11 PWM1_2 
16 56-PB0 PWM1_2N 
17 76-PE13 PWM1_3 
18 75-PE12 PWM1_3N 
19 4-PE5 PWM15_1 
20 3-PE4 PWM15_1N 
21 40-PA0 PWM2_1 
22 41-PA1 PWM2_2 
23 115-PC6 PWM8_1 
24 51-PA5 PWM8_1N 
25 116-PC7 PWM8_2 
26 94-PB14 PWM8_2N 
27 117-PC8 PWM8_3 
28 95-PB15 PWM8_3N 
29 31-NRST RESET 
30 11-PI9 RX 
31 137-PA14 SWCLK 
32 124-PA13 SWDIO 
33 123-PA12 TX 
34 110-PG6 UART 
HUỲNH LÊ MINH THIỆN và Cộng sự TẠP CHÍ KHOA HỌC ĐẠI HỌC SÀI GÒN 
69 
Hình 3. Mạch vi khiển STM32H743iiT6 
Hình 4. Mạch layout vi khiển 
STM32H743iiT6 
ARM BOARD SETTING CONFIGURATION: 
 PWM Generation 
o 16-Bit 
o 16 PWM outputs 
o 0 V – 3.3 V 
 ADC 
o 12-Bit, 16 - Bit 
o Analog Input: 0 V - 3 V 
o 9 ADC outputs 
 CLOCK SPED: 400Mhz 
 UART4 BAUDRATE SPEED: 19200 
 INTERNAL OSCILLATORS 
o 64 MHz HSI clock 
o 48 MHz RC oscillator 
o 4 MHz CSI clock 
o 32 kHz LSI clock 
b. Mạch Boost Interleaved 
b1. Thiết kế Boost Interleaved 
Như đã trình bày phần trên, 
STM32h7iiTx có 20 bộ PWM, trong đó sử 
dụng PWM15 và PWM16 cho mạch Boost 
Interleaved [4], [5], các thiết kế PWM 
tương tự như nhau, thể hiện như hình sau: 
Hình 5. Thiết kế PWM 
Mạch Boost Interleaved thiết kế trên 
công suất 2kw sử dụng iGBT H20R1203 
TO247 như hình sau: 
Hình 6. Mạch Boot Interleaved 
Hình 7. Mạch in Boot Interleaved 
SCIENTIFIC JOURNAL OF SAIGON UNIVERSITY No. 65 (5/2019) 
70 
Hình 8. Mạch phần cứng Boost interleaved 
b2. Nguyên lý hoạt động mạch Boost 
Interleaved 
Hình 10 mô tả nguyên lý mạch Boost 
Interleaved, cho thấy các khả năng tạo áp 
ngõ ra bao gồm 3 trường hợp a), b) và c) 
của. 
Trong đó, a) cho thấy áp Vout tạo ra 
do kích 2 van luân phiên, b) cho thấy áp 
Vout tạo ra do kích 2 van có khoảng thời 
gian trùng dẫn, thời gian nạp áp cho cuộn 
cảm lớn, và c) cho thấy áp Vout tạo ra do 
ngưng kích 2 van trùng nhau, tạo thời gian 
xả của cuộn cảm L lớn. 
Từ đó định tính cho thấy trường hợp b) 
sẽ cho áp Vout lớn hơn. 
L
L1
VDC
D1
D
C R
M
M1
Vg1
Vg2
Hình 9. Mạch nguyên lý Boost Interleaved 
(a) 
(b) 
(c) 
Hình 10. Các kiểu điều khiển góc kích cho 
Boost Interleaved (a), (b) và (c) 
Hình 11. Dạng sóng mô phỏng của mạch 
Boost Interleaved có xung điều khiển S1 và S2 
Mạch biến đổi tăng áp xen kẽ hai pha 
được thể hiện trong Hình 10. Khi M được 
BẬT, dòng điện trong cuộn cảm L tăng 
tuyến tính. Trong khoảng thời gian này, 
năng lượng được lưu trữ trong cuộn cảm L. 
Khi M được TẮT, diode D dẫn và năng 
lượng được lưu trữ trong cuộn cảm giảm 
xuống với độ dốc dựa trên sự chênh lệch 
giữa điện áp đầu vào và điện áp đầu ra. 
Cuộn cảm bắt đầu phóng điện và truyền 
dòng điện tới tải thông qua diode. Sau một 
nửa chu kỳ chuyển đổi của M, M1 cũng 
được BẬT hoàn thành cùng một chu kỳ sự 
HUỲNH LÊ MINH THIỆN và Cộng sự TẠP CHÍ KHOA HỌC ĐẠI HỌC SÀI GÒN 
71 
kiện. Vì cả hai kênh công suất được kết 
hợp tại tụ điện đầu ra, tần số gợn hiệu quả 
là gấp đôi so với bộ biến đổi tăng áp một 
pha. Biên độ của gợn dòng điện đầu vào là 
nhỏ. Ưu điểm này làm cho cấu trúc Boost 
Interleaved trở nên rất hấp dẫn đối với các 
nguồn năng lượng tái tạo. Các xung kích 
của hai iGBT được dịch chuyển bởi độ 
lệch pha 360/n, trong đó n là số bộ biến đổi 
tăng áp song song được kết nối song song 
và được điều khiển bởi PWM15 và 
PWM16 của vi điều khiển STM32 
H743iiT6. Đối với xen kẽ hai pha n = 2, độ 
dịch pha là 180 độ và được thể hiện trong 
Hình 10a. Có thể thấy rằng dòng điện đầu 
vào, đối với trường hợp xen kẽ hai pha là 
tổng của mỗi dòng điện cuộn cảm từng 
kênh. Khi hai iGBT được dịch pha 180 độ, 
độ gợn sóng dòng điện đầu vào là tối thiểu. 
Các đặc điểm mạch Boost Interleaved 
như sau: 
- Tỉ số Boost: 
1
1
o
in
V
V D
 (1) 
Trong đó D là tỉ số đóng ngắt, Vo là 
điện áp ngõ ra, Vin là điện áp ngõ vào. 
- Dòng điện ngõ vào: inin
in
P
I
V
 (2) 
Trong đó Iin là dòng điện ngõ vào, Pin 
là công suất ngõ vào. 
- Độ nhấp nhô dòng điện trên cuộn 
dây: 1, 2
in
L L
s
V D
I
F L
 (3) 
Trong đó L là giá trị cuộn dây, Fs là tần 
số đóng cắt iGBT 
- Giá trị cuộn dây: 
2
in s
o
V DT
L
I
 (4) 
- Giá trị tụ điện: o
s o
V D
C
RF V
 (5) 
Bảng 2. Đặc tính điều khiển Boost Interleaved 
Vinput Duty_
Cycle 
Freq Vout-
exp 
Vout-
actual 
5 20% 30000 6.25 7.5 
5 40% 30000 8.33 9.01 
5 60% 30000 12.5 12.5 
5 80% 30000 25.0 24.25 
Trong đó, 
Vo=Vin/(1-D), or for more accurate values, 
Vo= {[(VIn-VIGBT*D)/(1-D)] – VDiode} 
IGBT: Switching Freq up to 300kHz 
 Max voltage at 600V 
 Max current at 60A 
c. Thiết kế ADC 
Các ADC đều có chung một thiết kế 
như hình 13. Trong đó ADC9 là ngõ tín 
hiệu đưa đến từ cảm biến để đưa đến chân 
ADC3_4 của họ vi điều khiển 
STM32H7iiTx, tín hiệu vào từ cảm biến 
được lọc nhiễu bỡi 2 tụ 104, zener D_A9 
có áp 5.1Vol để bảo vệ cho ngõ 
input/output 3.3Vol của chip vi điều khiển, 
các điện trở R_A9i dùng để chiếc áp nhằm 
đảm bảo cho điện áp đưa đến vi điều khiển 
luôn < 3.3 Vol. 
Hình 12. Thiết kế ADC 
SCIENTIFIC JOURNAL OF SAIGON UNIVERSITY No. 65 (5/2019) 
72 
c1. Cảm biến áp 
Hình 13. Mạch nguyên lý cảm biến áp. 
Hình 14. Mạch layout cảm biến áp. 
Hình 15. Mạch phần cứng cảm biến áp 
c2. Cảm biến dòng 8A 
Hình 16. Mạch nguyên lý cảm biến dòng 
8A 
Hình 17. Layout của mạch cảm biến dòng 
8A 
Hình 18. Mạch phần cứng cảm biến dòng 
HUỲNH LÊ MINH THIỆN và Cộng sự TẠP CHÍ KHOA HỌC ĐẠI HỌC SÀI GÒN 
73 
d. Mạch động lực nghịch lưu ba pha 
ba bậc NPC 
Hình 19. Mạch động lực nghịch lưu 3 pha 
3 bậc NPC 
Hình 20. Layout của mạch động lực 
nghịch lưu 3 pha 3 bậc NPC 
e. Mô hình thực nghiệm 
Hình 21. Mô hình thực nghiệm nối lưới. 
Hình 22. Màn hình HMI hiển thị thông tin 
đề tài nghiên cứu 
Hình 23. Màn hình điều khiển và hiển thị 
thông số hệ thống nối lưới 
3. Kết quả đo thực nghiệm 
Để minh chứng cho kết quả thực 
nghiệm, sau đây là các giá trị đo đạt khi 
điện áp của bộ năng lượng tái tạo thay đổi 
trong các trường hợp biến đổi tăng; biến 
đổi giảm và biến thiên liên tục với giá trị 
điện áp ngẫu nhiên. 
Hình 24. Biểu diễn điện áp ngõ ra của bộ 
điều chỉnh điện áp DC-DC theo ngõ vào 
biến thiên tăng dần 
SCIENTIFIC JOURNAL OF SAIGON UNIVERSITY No. 65 (5/2019) 
74 
Kết quả cho thấy điện áp đầu vào thay 
đổi +/-50% áp ra hầu như giữ cố định 
Hình 25. Biểu diễn điện áp ngõ ra của bộ 
điều chỉnh điện áp DC-DC theo ngõ vào 
biến thiên giảm dần 
Kết quả cho thấy điện áp đầu vào thay 
đổi -/+ 50% áp ra hầu như giữ cố định. 
Hình 26. Biểu diễn điện áp ngõ ra của bộ 
điều chỉnh điện áp DC-DC theo ngõ vào 
biến thiên với giá trị áp ngẫu nhiên 
Kết quả cho thấy điện áp đầu vào thay 
đổi ngẫu nhiên áp ra hầu như giữ cố định 
Hình 27. Vab và Vbc tương ứng khi áp thay đổi 
(a) 
(b) 
Hình 28. Áp lưới và áp inverter ở trạng 
thái chưa kết nối, cùng pha (a) và (b). 
Hình 29. Xung kích cho bộ interleaved 
converter lệch pha 1800 
HUỲNH LÊ MINH THIỆN và Cộng sự TẠP CHÍ KHOA HỌC ĐẠI HỌC SÀI GÒN 
75 
Hình 30. Điện áp ngõ ra của bộ năng lượng 
tái tạo giảm 50% so với giá trị đinh mức 
Hình 31. Điện áp ngõ ra của bộ năng lượng 
tái tạo tăng 50% so với giá trị đinh mức 
Cả hai trường hợp áp ngõ ra của bộ 
DC-DC không đổi, kéo áp xoay chiều ở 
ngõ ra của bộ nghịch không đổi. 
Vậy, kết quả thực nghiệm đã minh 
chứng cho sự kỳ vọng của đề tài nghiên cứu: 
- Xây dựng thành công mô hình phần 
cứng ứng dụng. 
- Đảm bảo hệ thống năng lượng tái 
tạo luôn được nối lưới dù tầm áp dao động 
lớn đến ±50% điện áp định mức. 
- Các thông số THD, sai pha, độ lệch 
tần số của hệ thống nằm trong giới hạn tiêu 
chuẩn cho phép về quy định chất lượng điện. 
4. Kết luận 
Trong nghiên cứu này, ngoài bộ điều 
khiển cộng hưởng LCL được sử dụng để 
điều chỉnh dòng đầu ra hình sin của biến 
tần kết nối lưới thì phần còn lại là sự hỗ 
trợ đắc lực của vi điều khiển 
STM32H7iiT6. Phân tích cho bộ chuyển 
đổi Boost Interleaved tổng quát được trình 
bày và các hạn chế về chế độ hoạt động 
được đề xuất và giải thích. Để mở rộng dải 
điện áp nối lưới chúng ta có thể sử dụng 
bộ Boost Interleaved 3 nhánh hoặc 4 
nhánh tùy vào mức độ yêu cầu thực tế. 
Phương pháp điều khiển góc lệch pha 
được thông qua do đã trình bày trong 
nghiên cứu trước đó [18]. Các dạng sóng 
chất lượng cao với các thành phần sóng 
hài giảm đi đáng kể cũng đã thu được 
trong nghiên cứu trước có ứng dụng trong 
nghiên cứu này [18]. Điều này chứng tỏ 
rằng hệ thống đã đề xuất sử dụng vi điều 
khiển STM32H7iiT6 mang lại hiệu quả 
nghiên cứu và có tính ứng dụng thực tiễn 
cao, có phạm vi hoạt động được mở rộng 
cho cả các thiết kế trạm phân tán DGs và 
hoặc các hệ thống lưới vi điện Micro-grid. 
SCIENTIFIC JOURNAL OF SAIGON UNIVERSITY No. 65 (5/2019) 
76 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1] N. Altin, S. Ozdemir, H. Komurcugil, and I. Sefa, “Sliding-mode control in natural 
frame with reduced number of sensors for three-phase grid-tied LCL-interfaced 
inverters,” IEEE Trans. Ind. Electron., pp. 1–1, 2018. 
[2] L. Chen, A. Amirahmadi, Q. Zhang, N. Kutkut, and I. Batarseh, “Design and 
implementation of three-phase two-stage grid-connected module integrated converter,” 
IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, no. 8, pp. 3881–3892, Aug 2014. 
[3] J. Zhang, J. Liu, J. Yang, N. Zhao, Y. Wang, and T. Q. Zheng, “An LLCLC type 
bidirectional control strategy for an LLC resonant converter in power electronic 
traction transformer,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 65, no. 11, pp. 
8595–8604, nov 2018. 
[4] M. F. Menke, A. R. Seidel, and R. V. Tambara, “LLC LED driver smallsignal 
modeling and digital control design for active ripple compensation,” IEEE 
Transactions on Industrial Electronics, vol. 66, no. 1, pp. 387–396, jan 2019. 
[5] J. Deng, S. Li, S. Hu, C. C. Mi, and R. Ma, “Design methodology of LLC resonant 
converters for electric vehicle battery chargers,” IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 63, 
no. 4, pp. 1581–1592, may 2014. 
[6] H. Wang, S. Dusmez, and A. Khaligh, “Design and analysis of a fullbridge LLC-based 
PEV charger optimized for wide battery voltage range,” IEEE Trans. Veh. Technol., 
vol. 63, no. 4, pp. 1603–1613, may 2014. 
[7] C. Fei, F. C. Lee, and Q. Li, “High-efficiency high-power-density LLC converter with 
an integrated planar matrix transformer for high-output current applications,” IEEE 
Transactions on Industrial Electronics, vol. 64, no. 11, pp. 9072–9082, nov 2017. 
[8] R. Yu, G. K. Y. Ho, B. M. H. Pong, B. W.-K. Ling, and J. Lam, “Computer-aided 
design and optimization of high-efficiency LLC series resonant converter,” IEEE 
Transactions on Power Electronics, vol. 27, no. 7, pp. 3243–3256, jul 2012. 
[9] C. Liu, H. Liu, G. Cai, S. Cui, H. Liu, and H. Yao, “Novel hybrid LLC resonant and 
DAB linear DC–DC converter: Average model and experimental verification,” IEEE 
Transactions on Industrial Electronics, vol. 64, no. 9, pp. 6970–6978, sep 2017. 
[10] X. Tan and X. Ruan, “Equivalence relations of resonant tanks: A new perspective for 
selection and design of resonant converters,” IEEE Transactions on Industrial 
Electronics, pp. 1–1, 2015. 
[11] H. Xu, Z. Yin, Y. Zhao, and Y. Huang, “Accurate design of highefficiency LLC 
resonant converter with wide output voltage,” IEEE Access, vol. 5, pp. 26 653–26 
665, 2017. 
HUỲNH LÊ MINH THIỆN và Cộng sự TẠP CHÍ KHOA HỌC ĐẠI HỌC SÀI GÒN 
77 
[12] X. Fang, H. Hu, F. Chen, U. Somani, E. Auadisian, J. Shen, and I. Batarseh, 
“Efficiency-oriented optimal design of the LLC resonant converter based on peak 
gain placement,” IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 28, no. 5, pp. 2285–
2296, may 2013. 
[13] H. Xu, Z. Yin, Y. Zhao, and Y. Huang, “Accurate design of highefficiency LLC 
resonant converter with wide output voltage,” IEEE Access, vol. 5, pp. 26 653–26 
665, 2017. 
[14] H.-N. Vu and W. Choi, “A novel dual full-bridge LLC resonant converter for CC and 
CV charges of batteries for electric vehicles,” IEEE Transactions on Industrial 
Electronics, vol. 65, no. 3, pp. 2212–2225, mar 2018. 
[15] U. Kundu and P. Sensarma, “A unified approach for automatic resonant frequency 
tracking in LLC DC–DC converter,” IEEE Transactions on Industrial Electronics, 
vol. 64, no. 12, pp. 9311–9321, dec 2017. 
[16] S. M. S. I. Shakib and S. Mekhilef, “A frequency adaptive phase shift modulation 
control based LLC series resonant converter for wide input voltage applications,” 
IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 32, no. 11, pp. 8360–8370, Nov 2017. 
[17] Huynh Le Minh Thien, Ho Van Cuu, Tran Thanh Vu, and Do Dang Trinh, 
“Investigating the combination between LCL filter and Phase-Lock-Loop (PLL) to 
quickly control positive filter grid connection”, Tạp chí khoa học Đại Học Sài Gòn, 
Số 60 (8/2018). 
Ngày nhận bài: 05/3/2019 Biên tập xong: 15/5/2019 Duyệt đăng: 20/5/2019