Kỹ thuật điều chế nhằm giảm dòng điện rò cho bộ nghịch lưu đa bậc nối tầng không biến áp trong hệ thống năng lượng mặt trời nối lưới

a với tâm nguồn và điện áp 
chênh lệch giữa các pha với nhau. Rõ ràng, điện áp 
chênh lệch giữa các pha với nhau sẽ làm gia tăng sự 
khó khăn trong việc ngăn chặn dòng điện rò trong 
hệ thống.
b. Bộ nghịch lưu với bộ lọc đối xứng
Giả sử L L 01 2 != , theo định luật Kirchoff 
1 và 2 áp dụng cho các vòng trong Hình 2, ta có :
Z
v v
Z
v 0.5v e
 i 0
Z
v v
Z
v 0.5v
 i 0
v v 0.5(v v )
v v v
PV1
A O cm1
L1
A O dm1 g
1
PVn
A O cm2
L2
A O dm2
1
A O A O dm1 dm2
nio A O cmii
1 1
2 2
1 2
-
+
+ -
- =
-
+
-
+ =
- = +
= -
Z
[
\
]]]]]]]]]
]]]]]]]]]]
(9)
Để đơn giản cho việc phân tích, đặt Z
pv
 = Z
pv1
= Z
pv2
, Z
L
 = Z
L1
 = Z
L2
. Trong biểu thức (9) thì Z
L
 = 
sL
1
 = sL
2
, Z
pvi
 = 1/sC
pvi
; v
nio
 là điện áp giữa 2 đầu của 
tụ điện ký sinh; i
1
 là dòng điện chảy giữa 2 mô-đun. 
Từ biểu thức (9) có thể rút ra điện áp trên tụ 
điện ký sinh ở mỗi mô-đun là:
v 
2Z 2Z
Z v Z v
 v
L
nio
PV
L PV Li
cmi
Hi= +
+
- (10)
Trong đó, biểu thức tính v
Hi
, v
Li
 như sau:
v 1 v 2 vHi
i 1
dm cm= - +
-_ i (11)
v 1 v eLi
i 1
dm 3 i g= - +
-
-_ _i i (12)
Với v
dm
 = v
dm1
+v
dm2
; i=1,2.
Trong thực tế, điện dung của tụ điện ký sinh 
giữa tấm quang điện và đất thường lấy giá trị tương 
đối nhỏ khoảng 100 nF/kW [9]. Coi Z
PV
 >> Z
L
 thì 
biểu thức (10) có thể đơn giản hóa thành :
v 1 v 2 0.5e vnio
i 1
dm 3 i g cmi= - + -
-
-_ _i i (13)
Khi đó, điện áp tổng trên các tụ điện ký sinh là:
v 0.5v 0.5v e vN O dm1 dm2 g cmiT =- + + - (14)
So với biểu thức (8), trong trường hợp này 
thì điện áp tổng trên các tụ điện ký sinh vẫn còn phụ 
thuộc vào điện áp lưới, nhưng xét đến điện áp lưới 
chỉ bao gồm tần số cơ bản và các thành phần sóng 
hài tần số thấp, do đó ảnh hưởng của thành phần 
này tới dòng điện rò của hệ thống có thể bỏ qua. 
Đồng thời, hệ số của thành phần điện áp chênh lệch 
giữa các pha của 2 mô-đun trong biểu thức (14) là 
ngược dấu nhau, do đó nếu chúng có thể triệt tiêu 
lẫn nhau thì sẽ có thể giảm thiểu được dòng điện rò 
trong hệ thống.
c. Phân tích dòng điện rò trong hệ thống
Điện áp chênh lệch giữa các pha với tâm 
nguồn và điện áp chênh lệch giữa các pha có chứa 
một lượng lớn thành phần sóng hài bậc cao. Nếu 
không loại bỏ các thành phần này thì điện áp tổng 
trên các tụ điện ký sinh chắc chắn ảnh hưởng rất lớn 
đến dòng điện rò trong hệ thống. Hai điện áp này do 
trạng thái đóng cắt các van trong các mô-đun cầu H 
quyết định. Để dễ dàng phân tích, trạng thái đóng 
cắt của các van được thể hiện bằng hàm số đóng cắt 
S
ji
, và S
ji
 được định nghĩa như sau:
ON
O
S
1 S 
0 S FF
 (j a,b,c,d; i 1,2)ji
ji
ji
= = =* (15)
Giả sử điện áp bên phía một chiều của mỗi 
mô-đun là V
dc
 thì điện áp đầu ra của mô-đun thứ i 
có thể biểu đạt:
v
ani
 = V
dc
S
ai
 (16)
v
bni
 = V
dc
S
bi 
(17)
Kết hợp (1), (2), (8), (16) và (17), suy ra 
trạng thái chuyển mạch của bộ nghịch lưu cầu H nối 
tầng được thể hiện trong Bảng 1.
Bảng 1. Trạng thái chuyển mạch của bộ nghịch lưu 
cầu H nối tầng
Mức điện 
áp đầu ra
Sa1\ Sb1\
Sa2\Sb2
VN OT
Bộ lọc cuộn 
cảm đơn
VN OT
Bộ lọc đối 
xứng
+2V
dc
1010 V
dc
-V
dc
V
dc
0010 V
dc
0
1110 0 -V
dc
1000 0 -V
dc
1011 -V
dc
-2V
dc
0
0011 -V
dc
-V
dc
1100 -V
dc
-V
dc
1001 -2V
dc
-2V
dc
0110 0 0
1111 -2V
dc
-2V
dc
0000 0 0
-V
dc
0100 -V
dc
0
0111 -2V
dc
-V
dc
0001 -2V
dc
-V
dc
1101 -3V
dc
-2V
dc
-2V
dc
0101 -3V
dc
-V
dc
ISSN 2354-0575
Journal of Science and Technology34 Khoa học & Công nghệ - Số 17/Tháng 3 - 2018
Như kết quả trong Bảng 1, đối với bộ lọc 
cuộn cảm đơn, nếu đầu ra bộ nghịch lưu có 5 bậc 
khác nhau thì điện áp tổng trên các tụ điện ký sinh 
tương ứng với từng mức đầu ra là khác nhau, do 
đó chắc chắn tồn tại dòng điện rò trong hệ thống. 
Ngược lại, đối với bộ lọc đối xứng, có một nhóm 
các chuyển mạch cho phép đầu ra bộ nghịch lưu có 
5 mức và có cùng điện áp tổng trên các tụ điện ký 
sinh. Do đó, bằng cách tối ưu hóa các giải pháp điều 
chế, thì có thể loại bỏ dòng điện rò trong hệ thống 
bộ lọc đầu ra đối xứng.
2.2. Giải pháp điều chế sóng mang bố trí cùng 
pha cải tiến
Do giải pháp điều chế sóng mang bố trí cùng 
pha PDPWM có ưu điểm là phương thức thực hiện 
đơn giản, ý nghĩa vật lý rõ ràng và điều khiển tự do 
theo mức  nên ngày càng được quan tâm. Tuy 
nhiên, qua phân tích trong mục trên có thể thấy khả 
năng giảm thiểu của giải pháp điều chế PDPWM 
truyền thống đối với dòng điện rò là không khả thi 
[10]. Từ đó, trong nghiên cứu này tác giả đề xuất 
giải pháp điều chế sóng mang bố trí cùng pha cải 
tiến MPDPWM, phương pháp điều chế này có hiệu 
quả trong việc giữ cố định điện áp tổng trên các tụ 
điện ký sinh, đồng thời có hiệu quả trong việc giảm 
thiểu dòng điện rò của hệ thống. Hơn nữa, giải pháp 
điều chế này chỉ sử dụng hai sóng mang so sánh 
với sóng điều chế để tạo ra tín hiệu PWM, phương 
thức thực hiện đơn giản và khối lượng tính toán ít. 
Nguyên lý làm việc cụ thể của phương pháp điều 
chế đề xuất được trình bày trong Hình 3. 
Trong Hình 3, v
c1
 và v
c2
 là sóng mang tam giác 
có pha tương đồng và 0 v 0.5 v 1C1 C2# # # # . Giả 
sử sóng điều chế ban đầu v
ref 
, để so sánh giữa sóng 
điều chế và 2 sóng mang, trong nửa chu kỳ dương giữ 
sóng điều chế ban đầu không đổi, nhưng trong nửa 
chu kỳ âm, sóng điều chế ban đầu được cộng thêm 
giá trị 1 và sóng điều chế khi đó là v
r
 như Hình 3.
Luật đóng cắt của các nhánh cầu có thể thu 
được bằng cách tiến hành so sánh giữa sóng điều 
chế v
r
 với sóng mang v
c1
 và v
c2
. Phương thức thực 
hiện cụ thể như sau: Ở nửa chu kỳ đầu của sóng 
điều chế thì S
a1
 = 1, S
b2
 = 0; ngược lại ở nửa chu kỳ 
sau thì S
a1
 = 0, S
b1
 = 1; trạng thái chuyển mạch của 
S
b1
 và S
a2
 là kết quả so sánh giữa sóng điều chế v
r 
với hai sóng mang, và có hai cách so sánh như sau:
- Cách 1: Khi v
r
 lớn hơn v
c1
 thì S
b1
 = 0 ngược lại 
S
b1
 = 1; và nếu v
r
 lớn hơn v
c2
 thì S
a2
 = 1 ngược lại S
a2
 = 0.
- Cách 2: Khi v
r
 lớn hơn v
c2
 thì S
b1
 = 0 ngược lại 
S
b1
 = 1; và nếu v
r
 lớn hơn v
c1
 thì S
a2
 = 1 ngược lại S
a2
 = 0.
Hình 3 thể hiện sơ đồ nguyên lý làm việc, tín 
hiệu chuyển mạch các van và dạng sóng điện áp đầu 
ra của giải pháp điều chế MPDPWM. S
a1
, S
b1
, S
a2 
và S
b2
 trên hình là tín hiệu chuyển mạch 4 van, nó 
là kết quả của việc so sánh giữa sóng điều chế với 
sóng mang. v
o
 là điện áp đầu ra bộ nghịch lưu, từ đó 
có thể nhìn thấy, v
o
 là điện áp có 5 bậc. Điện áp đầu 
ra bộ nghịch lưu ở mỗi nửa chu kỳ hoàn toàn không 
đối xứng, điều này là do sự dịch chuyển ở sóng điều 
chế ban đầu ở mỗi nửa chu kỳ. Khi tần số của sóng 
điều chế đủ lớn thì ảnh hưởng của dạng sóng không 
đối xứng tới chất lượng điện áp đầu ra có thể bỏ 
qua. Ngoài ra, chọn dùng sóng điều chế ngược pha 
ở mỗi nửa chu kỳ thì bộ nghịch lưu vẫn hoạt động 
bình thường. Ngoài ra, từ Hình 3 có thể suy ra trạng 
thái chuyển mạch của van ở 2 phương thức so sánh 
tại bất kỳ thời điểm nào như trong Bảng 2.
Bảng 2. Trạng thái chuyển mạch các van của giải 
pháp điều chế MPDPWM
State 
1
State 
2
State 
3
State 
4
State 
5
State 
6
Phương 
thức 1
1010 1000 1100 0011 0001 0101
Phương 
thức 2
1010 1110 1100 0011 0111 0101
Điện áp 
đầu ra
+2V
dc
+V
dc
0 0 - V
dc
-2V
dc
 vN OT - Vdc - Vdc - Vdc - Vdc - Vdc - Vdc
Hình 3. Sơ đồ nguyên lý của giải pháp điều chế 
MPDPWM
ISSN 2354-0575
Khoa học & Công nghệ - Số 17/Tháng 3 - 2018 Journal of Science and Technology 35
Từ Bảng 2 ta thấy, hai phương thức so sánh 
trên đều có 6 trạng thái chuyển mạch, đồng thời có 
thể cho ra 5 bậc điện áp, trong đó bậc 0 có hai trạng 
thái và phân biệt ở mỗi nửa chu kỳ. Hai phương 
thức này khác biệt chủ yếu ở trạng thái 2 và 5, tuy 
nhiên ở tất cả trạng thái chuyển mạch của van thì 
vN OT đều bằng nhau. Vì vậy, hai phương thức so 
sánh này là tương đương nhau, đều có hiệu quả 
ngăn chặn dòng điện rò của hệ thống. 
3. Kết quả mô phỏng
Để kiểm chứng sự hiệu quả của giải pháp 
điều chế đề xuất, nghiên cứu mô phỏng được thực 
trên phần mềm Matlab/Simulink và kết quả được 
so sánh với giải pháp PDPWM và H-MCPWM 
[6]. Các thông số được sử dụng trong mô phỏng là: 
điện áp đầu ra của mỗi mô-đun cầu H là 35V, điện 
dung của tụ điện ký sinh là 100 nF, điện áp lưới là 
60V/50Hz, điện cảm bộ lọc là 1mH và điện trở đất 
là 10X [9].
Hình 4 thể hiện dạng sóng mô phỏng v
1
, v
2
, 
v
o
 và i
g
 tương ứng là điện áp đầu ra của mô-đun 
1, mô-đun 2, điện áp đầu ra của hệ thống và dòng 
điện hòa lưới của bộ nghịch lưu của giải pháp điều 
chế đề xuất. Kết quả mô phỏng chỉ ra rằng điện áp 
đầu ra có chất lượng cao với 5 mức điện áp và dòng 
điện hòa lưới là sin. Điện áp đầu ra của mô-đun 
cầu H thứ nhất và thứ hai là dạng sóng 3 bậc và 
đối xứng với nhau trong một nửa chu kỳ, do đó các 
mô-đun này sẽ có cùng công suất đầu ra và cùng 
tổn hao trong quá trình đóng cắt. Từ đó có thể nhận 
xét giải pháp điều chế MPDPWM điều khiển hiệu 
quả cho bộ nghịch lưu cầu H nối tầng.
Hình 4. Kết quả mô phỏng với giải pháp điều chế 
MPDPWM
Dạng sóng điện áp trên tụ điện ký sinh ở 
mô-đun 1, mô-đun 2, cả hệ thống, dòng điện rò của 
mô-đun 1 (dòng điện rò của mô-đun 2 tương tự như 
mô-đun 1) và dòng điện rò của hệ thống tương ứng 
với kỹ thuật điều chế PDPWM, H-MCPWM và 
MPDPWM là được thể hiện trên Hình 5. Hình 5a 
và 5b cho thấy điện áp trên tụ điện ký sinh của mỗi 
mô-đun chứa rất nhiều thành phần sóng hài bậc cao 
và điện áp trên tụ điện ký sinh tương đương của 
toàn bộ hệ thống cũng bị ảnh hưởng bởi thành phần 
này. Giá trị hiệu dụng dòng điện rò của lưới tương 
ứng là 164 mA và 165 mA, vượt quá giới hạn cho 
phép trong tiêu chuẩn VDE-0126-1-1. Kết quả mô 
phỏng với phương pháp MPDPWM đề xuất được 
thể hiện trong Hình 5c. Điện áp trên tụ điện ký sinh 
của mỗi mô-đun cũng dao động, nhưng điện áp trên 
tụ điện ký sinh tương đương của toàn bộ hệ thống 
có dạng hình sin với biên độ là 35 V và gần giống 
như điện áp lưới. Hơn nữa, dòng điện rò của hệ 
thống gần như được ngăn chặn hoàn toàn và giá trị 
hiệu dụng chỉ là 1.33 mA nhỏ hơn rất nhiều lần so 
với giá trị 300 mA mà tiêu chuẩn VDE-0126-1-1 
đưa ra.
ISSN 2354-0575
Journal of Science and Technology36 Khoa học & Công nghệ - Số 17/Tháng 3 - 2018
Hình 5. Kết quả mô phỏng với giải pháp điều chế 
PDPWM, H-MCPWM và MPDPWM
4. Kết luận
Nhằm mục đích giải quyết vấn đề giảm thiểu 
dòng điện rò của bộ nghịch lưu cầu H nối tầng không 
biến áp trong hệ thống NLMT, bài báo đã tiến hành 
thiết lập mô hình tương đương của bộ nghịch lưu đa 
bậc nối tầng, sau đó phân tích đặc điểm và các yếu 
tố ảnh hưởng tới dòng điện rò trong mạch nghịch 
lưu cuộn cảm đơn và cuộn cảm đối xứng. Kết quả 
phân tích chỉ ra rằng dòng điện rò trong mạch cuộn 
cảm đối xứng có thể được loại bỏ thông qua tối ưu 
các phương pháp điều chế, còn trong mạch cuộn 
cảm đơn thì không thể. Từ đó, bài báo này đề xuất 
giải pháp điều chế theo sóng mang bố trí cùng pha 
cải tiến. Kết quả mô phỏng của phương pháp điều 
chế đề xuất so sánh với các giải pháp điều chế khác 
cho thấy, giải pháp điều chế đề xuất có dòng điện rò 
(khoảng 1.33 mA) nhỏ hơn rất nhiều lần so với các 
giải pháp PDPWM và H-MCPWM và phương thức 
thực hiện đơn giản.
Tài liệu tham khảo
[1]. Malinowski, M. K., Gopakumar, Rodriguez J., and Perez, M. A., A Survey on Cascaded 
Multilevel Inverters. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2010, 57, pp. 2197-2206.
[2]. Gonzalez, R., Lopez, J., Sanchis P., and Marroyo, L., Transformerless inverter for single-phase 
photovoltaic systems. IEEE Transactions on Power Electronics, 2007, 22, pp. 693-697.
[3]. Heribert, S., Christoph S., and Jurgen, K., Inverter for transforming a DC voltage into an AC 
current or an AC voltage. Europe Patent 1, 2003.
[4]. Li, W., Gu, Y., Luo, H., Cui, W., He, X. and Xia, C., Topology Review and Derivation Methodology 
of Single-Phase Transformerless Photovoltaic Inverters for Leakage Current Suppression. IEEE 
Transactions on Industrial Electronics, 2015, 62, pp. 4537-4551.
[5]. Zhou, Y. and Li, H., Analysis and Suppression of Leakage Current in Cascaded-Multilevel-
Inverter-Based PV Systems. IEEE Transactions on Power Electronics, 2014, 29, pp. 5265-5277.
[6]. Selvamuthukumaran, R., Garg, A. and Gupta R., Hybrid Multicarrier Modulation to Reduce 
Leakage Current in a Transformerless Cascaded Multilevel Inverter for Photovoltaic Systems. IEEE 
Transactions on Power Electronics, 2015, 30, pp. 1779-1783.
[7]. Rizzoli, G., Mengoni, M., Zarri, L., Tani, A., Serra, G. and Casadei, D., Comparison of single-
phase H4, H5, H6 inverters for transformerless photovoltaic applications. IECON 2016 - 42nd 
Annual Conference of the IEEE Industrial Electronics Society, 2016, pp. 3038-3045.
[8]. Xiao H. and Xie S., Leakage Current Analytical Model and Application in Single-Phase 
Transformerless Photovoltaic Grid-Connected Inverter. IEEE Transactions on Electromagnetic 
Compatibility, 2010, 52, pp. 902-913. 
[9]. Kerekes, T., Teodorescu, Liserre, R. M., Klumpner C. and Sumner, M., Evaluation of Three-
Phase Transformerless Photovoltaic Inverter Topologies. IEEE Transactions on Power Electronics, 
2009, 24, pp. 2202-2211.
[10]. Holmes D. G. and Lipo T., Pulse Width Modulation for Power Converters: Principles and 
Practice. Piscataway, 2003.
ISSN 2354-0575
Khoa học & Công nghệ - Số 17/Tháng 3 - 2018 Journal of Science and Technology 37
MODULATION STRATEGY TO REDUCE LEAKAGE CURRENT
IN TRANSFORMERLESS CASCADED MULTILEVEL INVERTER
FOR GRID-CONNECTED SOLAR SYSTEM
Abstract:
The transformerless cascade multilevel H – bridge inverters have been popularized in the application 
of solar system due to the advantages of low cost and high efficiency. However, the topology makes a path 
for leakage current to flow through parasitic capacitance formed between the PV module and the ground. 
Hence, this paper first establishes the common-mode equivalent model of the inverter with the parasitic 
capacitance, and analyzes the characteristics of leakage current in the symmetrical and asymmetrical 
inductance circuit respectively. The analysis shows that the leakage current can be eliminated through 
optimizing the modulation methods for symmetric circuits, while with asymmetric circuits it is impossible. 
In this parper, we propose a modified phase disposition pulse width modulation strategy (MPDPWM) for the 
symmetrical circuit which can eliminate the leakage current effectively with simple implementation. Finally, 
simulation results are reported along with evaluation and comparison results against a Phase Disposition 
Pulse Width Modulation (PDPWM) and Hybrid Multicarrier Pulse Width Modulation (H-MCPWM).
Keywords: Grid-connected solar system, leakage current, cascaded multilevel inverter.