Mô phỏng kênh truyền cho truyền thông MIMO quang không dây

ể Hằng số d thể hiện khoảng cách từ trung tâm 
cung cấp đủ sự chiếu sáng trong môi trường trong đến các thành phần lân cận, và được lấy bằng nhau 
nhà vì thế truyền thông quang không dây thường cho tất cả các bề mặt. Mỗi bề mặt góp phần trực 
sử dụng nhiều LED phát và nhiều photodetector tiếp trong tín hiệu thu được nếu chúng nằm trong 
tạo nên hệ thống MIMO. Hệ thống MIMO có khả góc thu FOV, hoặc đóng góp gián tiếp thông qua 
năng giảm các hiệu ứng chắn sáng (shadowing) các đường phản xạ nếu nằm ngoài. Mô hình tính 
cho hiệu suất cao hơn so với SISO (Zeng et al., toán kênh truyền quang không được trình bày như 
2009). Hơn nữa, bằng cách sử dụng nhiều LED để Hình 1. 
truyền dữ liệu nên kỹ thuật MIMO có thể truyền 
dẫn tốc độ cao hơn. T
 Năm 2013, đã có đề xuất sử dụng phương pháp j*
 RTi jTi Ti
 *
“iterative site-based” để tính toán đáp ứng xung qTi
 R j*
của kênh truyền bằng phương pháp ray tracing, q jTR TR ij
 Ti q*
 jiR qTR ij
phương pháp này có thể mở rộng cho hệ thống *
 * jiR
 RiR
MIMO rất hiệu quả (Tan et al., 2014). q jR
 Bài báo này nghiên cứu lý thuyết của kênh R
truyền quang không dây sử dụng kỹ thuật MIMO. 
Phương pháp dò tia sáng được sử dụng để tính đáp 
ứng kênh truyền MIMO trong nhà bao gồm cả đáp 
ứng xung miền thời gian và miền tần số. Mô hình 
kênh truyền được thực hiện bao gồm các ảnh Hình 1: Mô hình tính toán kênh truyền quang 
hưởng của phản xạ khuếch tán nên cho kết quả có không dây 
các đặc tính tương tự như môi trường thực tế Mô hình bức xạ của các thành phần khuếch tán 
(Ghassemlooy et al., 2012). Phần còn lại của bài là hàm bậc 1 Lambertian. Đáp ứng xung LOS 
báo được trình bày như sau: Phần II việc tính toán 
 ht0 , khi nguồn T nằm trong góc thu FOV của bộ 
đáp ứng xung và giảm phép tính toán cho kênh 
truyền MIMO quang không dây. Kết quả mô thu R được trình bày ở (2) 
 48 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trườ ng Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 phản xạ của thành phần i và thành phần j như trong 
 0 cos TR cos TRA R RTR
htTR 2  t , (2) công thức (4). Khi chia thành N bề mặt phản xạ, 
 R c
 TR đáp ứng nguồn đến thành phần i cần N phép tính, 
 2
 trong đó TR là góc phát và TR là góc thu, AR thành phần i và thành phần j cần N phép tính, và 
 thành phần j đến đầu thu cần N phép tính. Đáp 
là diện tích đầu thu, RTR là khoảng cách giữa T và 
R, và c là tốc độ của ánh sáng. Đáp ứng sau một ứng kênh 2 lần phản xạ từ đầu phát đến đầu thu cần
 2
lần phản xạ khỏi một thành phần i có được bằng 2NN phép tính cho bởi: 
cách xem i như một máy thu nên cần N phép 
 cos  cos A iijijjcos cos A
tính, và sau đó i là một nguồn nên cần N phép ht2 Ti Ti i
 ijR,, RR22
tính. Khi chia thành N bề mặt phản xạ thì đáp ứng Ti ij (4) 
1 lần phản xạ cần 2N phép tính. Đáp ứng xung 1 jjRjRRcos cos A RRRTi ij jR
 2  t
lần phản xạ được cho bởi công thức (3) R jR c
 cos  cos A
 1 Ti Ti i Đáp ứng xung tổng hợp được tính bằng cách 
htTR 
 R2 cộng các đáp ứng xung trực tiếp và các đáp ứng 
 Ti (3) 
 cos cos A RR xung phản xạ (Perez-Jimenez et al., 1997). 
 iiRiRR t Ti iR ,
 2 2.2 Giảm số phép tính toán cho mô hình 
 R c
 iR kênh truyền MIMO quang không dây 
 trong đó A là diện tích thành phần phản xạ i, 
 i Mô hình kênh truyền quang không dây được 
và i là hệ số phản xạ tại i. Đáp ứng từ hai lần phân tích với 2 anten phát và 2 anten thu như Hình 
 2. Kích thước và các thông số của mô hình thể hiện 
 như Bảng 1, và Bảng 2. 
Bảng 1: Thuộc tính đầu phát và đầu thu 
 Giá trị 
 Thuộc tính 
 anten 1 anten 2 
 Vị trí đầu phát T1(1.25, 2.5, 3) T2 (3.75, 2.5, 3) 
 Kích thước LED mảng 7x7 mảng 7x7 
 Công suất 1 LED 20 mW 20 mW 
 Bậc Lambert 1 1 
 Góc đặt bộ phát -900 -900 
 Góc nửa công suất 700 700 
 Vị trí bộ thu R1(1.25, 2.5, 0.85) R2(3.75, 2.5, 0.85) 
 Diện tích đầu thu 1 cm2 1 cm2 
 FOV của bộ thu 850 850 
 Góc đặt bộ thu 900 900 
Bảng 2: Thuộc tính phòng Đáp ứng xung kênh MIMO với NT anten phát 
 Thuộc tính Giá trị và NR anten thu bằng phương pháp trực tiếp với 
 Kích thước phòng 5x5x3 m3 hai lần phản xạ ( K 2 ) sẽ là: 
 Hệ số phản xạ trần 0.8 CNNNNMIMO 14 2 . (6) 
 Hệ số phản xạ tường 0.8 DTR 
 Hệ số phản xạ nền 0.2 Trong bài báo này, chúng tôi sử dụng mô hình 
 t 0.5 ns tính đáp ứng xung mới nhằm giảm bớt số lượng 
 Ts 1 tính toán. Hình 2 là đáp ứng xung từ một đầu phát 
 R 0.75 A/W đến một đầu thu. Dựa vào khả năng tính toán ma 
 Tổng số phép tính đáp ứng xung của hệ thống 1 trận nhanh chóng và dễ dàng của phần mềm 
anten phát và 1 anten thu bằng phương pháp trực Matlab, khi chia thành N bề mặt phản xạ mô hình 
tiếp sẽ là: kênh truyền được chia làm 4 phần nhỏ gồm đường 
 truyền thẳng, nguồn phát đến N bề mặt phản xạ, 
 2
CNND 14 . (5) N bề mặt phản xạ với nhau, N bề mặt phản xạ 
 với đầu thu (Lopez-Hernandez et al., 1998). Mô 
 hình tính nhanh đáp ứng kênh truyền MIMO quang 
 49 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trườ ng Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
không dây như Hình 3. Đáp ứng xung tổng hợp H Phần thứ hai thể hiện hàm chuyển giữa đầu 
giữa đầu phát và đầu thu với K phản xạ cho ở (7) phát và các thành phần phản xạ. Thành phần này 
 K được mô hình như một hệ thống đơn đầu vào – đa 
 i0 
HHHFΦG  TKR, (7) đầu ra, thể hiện ở (8) 
 i 0
 RRcos cos A 
 Tk ki ki i ki , (8) 
 ftki iki 2 tu 
 0 cc R 2
 với phần thứ nhất H là thành phần LOS, FT ki
là thành phần đầu phát đến N bề mặt phản xạ, 
 với một đầu phát thứ k , vector Fk với N 
Φ là ma trận N bề mặt phản xạ với nhau, G 
 K R thành phần bề mặt thể hiện ở (9) 
là N bề mặt phản xạ tới đầu thu. 
 F f ,,f .
 k  kkN1  (9) 
 H(0)
 f1 g1
 fi gi 
 ΦNN 
 fN gN
 Hình 2: Mô hình tính nhanh kênh truyền 
 H(0)
 T
 1 f11 g11
 f R
 k1 gi1 1
 f
 NT 1 gN1
 fk 2 g1k
 Tk f 
 ki gik Rk
 f
 NT 2 gNk
 ΦK
 f g
 1N 1NR
 f g RN
 kN iNR R
 TN f g
 T NNT NNR
 Hình 3: Mô hình tính nhanh kênh truyền MIMO 
 Phần thứ ba là sự phụ thuộc vào việc chia số chuyển giữa 2 thành phần phản xạ bất kỳ ở công 
lượng thành phần phản xạ và các hệ số phản xạ thức (10) 
trong phòng. Thành phần này bao gồm các hàm 
 50 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trườ ng Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 23K 1 3.1 Đáp ứng thời gian và tần số của kênh 
 I,NN     K 2
ΦK , (10) 
 INN , K 1 Dựa trên công thức để tính đáp ứng xung của 
 anten thu và anten phát. Công suất máy phát chuẩn 
 với I NN là ma trận đơn vị kích thước NN và hóa ở 1 Watt, mỗi đáp ứng xung sẽ là tổng công 
 cho bởi (11). suất tương ứng đạt được sau khi qua mô hình kênh 
 truyền và phân bố như 0. Để khảo sát phân bố công 
 11 i 1 suất quang trong căn phòng, vị trí hai anten phát 
 đặt trên trần nhà với tọa độ tương ứng T (1.25, 2.5, 
 , ij , 1,..., N . 1
 3) và T (3.75, 2.5, 3), đồng thời quét toàn bộ bề 
  2
 1 j ij mặt sàn để tính toán đáp ứng xung từ hai anten 
 phát đó đến tất cả điểm trên mặt sàn để có phân bố 
 Thành phần  thể hiện hàm chuyển giữa 2 
 ij công suất quang trong căn phòng. 
thành phần i và j cho bởi (11) 
 0, ij 
 cos cos A
ij jj iij j Rij . (11) 
  t u  , i j
 2 ij
 R c 2
 ij 
 Phần cuối cùng là đáp ứng xung phụ thuộc vào 
các thông số bộ thu như vị trí và góc thu FOV. Đây 
là hàm chuyển giữa bộ thu và các thành phần bề 
mặt. Ở dạng vector, đáp ứng xung có dạng là 
GR g1kNk;...;g  , với gik cho bởi (12) 
 cos  cos A R
gtuFOV ik ik R  ik  . (12) 
 ik R 2 c k ik
 ik 
 Xét trường hợp phản xạ bậc 2 ( K 2 ), số phép Hình 4: Phân bố công suất của kênh 
toán để tính cho đường LOS sẽ là NN , số phép 
 TR Dựa vào mật độ phân bố công suất quang trong 
toán ở phần Fk là NNT , số phép toán ở phần ΦK căn phòng thu được, công suất quang sẽ cao khi vị 
 2
là N , số phép toán ở phần G R là NNR . Đáp ứng trí máy thu đặt ở trung tâm căn phòng bởi vì khi ấy 
xung của hệ thống MIMO khi giảm số phép toán sẽ tín hiệu LOS lớn nhất giữa hai anten. Khi máy thu 
là: di chuyển dần từ trung tâm phòng ra gần bề mặt 
 MIMO 2 tường thì đáp ứng xung và công suất quang tương 
CNNNNNNNL TR T R. (13) ứng càng giảm dần. Đặc biệt máy thu đặt càng gần 
 góc tường, thì đáp ứng xung kênh là thấp nhất. Khi 
 Ví dụ, với hệ thống MIMO 2 anten phát và 2 
 đặt máy thu về góc tường, khoảng cách giữa hai 
anten thu thì số phép toán tính trực tiếp sẽ là 
 22x 2 anten là xa nhất, đồng thời đầu thu không nhận 
CNND 41 4 và khi giảm số phép toán được các thành phần phản xạ từ các bề mặt phản xạ 
 22x 2 khác. 
sẽ là CNNL 44 . Vậy thuận toán mới 
giảm gần 4 lần so với phương pháp trực tiếp. Đáp ứng xung từng đường LOS và NLOS theo 
 nhiều bậc phản xạ được trình bày như Hình 5 và 
 3 KẾT QUẢ MÔ PHỎNG 
 Hình 6 với K 2 . Kết quả cho thấy phương pháp 
 Kết quả mô phỏng được chia làm 2 phần. Phần tính trực tiếp đáp ứng xung (direct) và giảm số 
đầu là công suất phân bố trung bình kết và đáp ứng bước tính toán (proposed) giống nhau. Như vậy, 
kênh truyền. Phần sau thể hiện độ trễ hiệu dụng và khi giảm số bước tính toán không làm ảnh hưởng 
phân bố độ trễ trong mô phỏng kênh truyền. Hệ đến kết quả tính toán vì phương pháp này tính các 
thống mô phỏng khi chia tường thành 26x16 điểm, đường ít phản xạ bằng cách gom chung với các 
sàn và trần là 26x26 điểm. Vậy N sẽ là 3016 điểm đường nhiều phản xạ. Kết quả đáp ứng xung cho 
phản xạ. Ở đây, hệ thống xét với hai lần phản xạ ( thấy đáp ứng đường LOS cao hơn hẳn so với đáp 
K 2 ). Việc chia N , K càng lớn sẽ tăng độ ứng của các đường NLOS. Đối với riêng các thành 
chính xác nhưng cũng tăng số tính toán. phần phản xạ thì đáp ứng xung càng giảm khi bậc 
 phản xạ càng tăng. Do tính chất đối xứng của việc 
 sắp xếp anten thu phát, đáp ứng kênh của cặp anten 
 phát thứ nhất với anten thu thứ nhất sẽ bằng đáp 
 51 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trườ ng Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
ứng xung của cặp anten phát thứ 2 và anten thu thứ Watt, tổng công suất đường LOS là 10 5 W, tổng 
2 ( hh11 22 ). Và điều đó cũng xảy ra với đáp ứng công suất của các đường phản xạ thứ nhất là 
 7
kênh của cặp anten hh12 21 . 2.10 W. Công suất giảm khi bậc phản xạ của đáp 
 ứng xung tăng. Hơn nữa, đáp ứng xung bậc cao sẽ 
 Xét cặp anten TR , với công suất nguồn là 1 
 11 đến chậm hơn so với đáp ứng xung bậc thấp. 
 h0 
 h1 
 h2 
 h 
 Hình 5: Đáp ứng xung của đường LOS và đường phản xạ của TR11 /TR22 
 52 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trườ ng Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 h0 
 h1 
 h2 
 h 
 Hình 6: Đáp ứng xung của đường LOS và đường phản xạ của TR12 / TR21 
 Để đánh giá băng thông của kênh truyền, đáp Sau đó, đáp ứng biên độ của kênh truyền được 
ứng tần số của kênh được xác định bằng cách sử chuẩn hóa để tìm ra giá trị băng thông -3 dB của 
dụng biến đổi Fourier rời rạc. kênh. 
 22
 jnt |(HHjdB 3 )|0.5|(0)| j . (15) 
Hhntejj()  ( ) . (14) 
 n 
 53 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trườ ng Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 Đáp ứng biên độ chuẩn hóa của TRTR1122 / khi băng thông chỉ còn 28 MHz khi kênh có K = 
thể hiện ở Hình 7. Mỗi phản xạ thêm vào sẽ kéo 2. Còn với cặp anten TR12 hay TR21 , băng 
dài thời gian đáp ứng xung và làm giảm băng thông thông -3 dB là 35 MHz khi K = 1, băng thông chỉ 
của kênh. Hệ số K thể hiện bậc phản xạ. Ở đây, có 17 MHz khi kênh có K = 2 như Hình 8. Vậy, khi 
các đáp ứng tần số chỉ khảo sát qua tối đa hai lần bậc phản xạ càng tăng sẽ làm băng thông -3 dB của 
phản xạ. Với cặp anten TR11 hay TR22 , băng kênh sẽ giảm. 
thông -3 dB là 70 MHz khi kênh có K = 1, trong 
 Hình 7: Đáp ứng biên độ chuẩn hóa của TRTR1122 / 
 Hình 8: Đáp ứng biên độ chuẩn hóa của TRTR1221 / 
 3.2 Độ trải trễ trung bình của kênh với  là độ trải trễ trung bình cho bởi: 
 Độ trải trễ bình phương ( D ) là một tham số 2
 RMS th() t dt
thường được sử dụng để định lượng thời gian tán  (17) 
 htdt2 ()
sắc của các kênh đa đường, và được định nghĩa là 
moment trung tâm bậc 2 của đáp ứng xung. 
 Dựa trên phương trình (16), (17), độ trải trễ 
 1/2
 ()()thtdt  22 bình phương trung bình được trình bày như 0. Độ 
DRMS (16) trải trễ càng tăng khi dịch chuyển vị trí máy thu từ 
 htdt2 ()
 trung tâm dần về phía tường và đặc biệt độ trải trễ 
 là cao nhất ở bốn góc tường. 
 54 
Tap̣ chı́ Khoa hoc̣ Trườ ng Đaị hoc̣ Cần Thơ Tập 49, Phần A (2017): 47-55 
 Hình 9: Độ trải trễ 
 4 KẾT LUẬN Lopez-Hernandez F. J., Perez-Jimeniz R., 
 Santamaria A., 1998. Monte Carlo calculation of 
 Bài báo đã trình bày phương pháp xây dựng mô impulse response on diffuse IR wireless indoor 
hình kênh truyền MIMO quang không dây và đề channels. Electronics Letters. 34: 1260-1262. 
xuất một tiếp cận mới để xác định nhanh đáp ứng Lopez-Hernandez F. J., Perez-Jimenez R., 
kênh truyền MIMO quang không dây trong nhà. Santamaria A., 1999. Novel ray-tracing approach 
Việc sử dụng thuật toán tính nhanh kênh truyền for fast calculation of the impulse response on 
cho phép giảm số lượng tính toán gần 4 lần. Bài diffuse IR-wireless indoor channels. In: Proc. 
báo này cũng trình bày các kết quả mô phỏng của SPIE on Optical Wireless Communications II, 
 December 1999, Boston, 100-107. 
kênh truyền MIMO quang không dây gồm phân bố 
công suất, đáp ứng thời gian, đáp ứng tần số và độ Lopez-Hernandez F. J., Perez-Jimenez R., 
trải trễ. Khi xét đến phản xạ bậc 2 thì băng thông Santamarıa A., 2000. Ray-tracing algorithms for 
 fast calculation of the channel impulse response 
của kênh còn khoảng 30 MHz. Việc tối ưu hóa on diffuse IR wireless indoor channels. Optical 
thông số cần được phân tích ở các nghiên cứu tiếp Engineering. 39: 2775-2780. 
theo. 
 Perez-Jimenez R., Berges J., Betancor M. J., 1997. 
 LỜI CẢM TẠ Statistical model for the impulse response on 
 infrared indoor diffuse channels. Electronics 
 Nghiên cứu này được tài trợ bởi Đại học Quốc Letters. 33: 1298-1300. 
gia Thành phố Hồ Chí Minh (VNU-HCM) trong Tan J. J., Zou C. Q., Du S. H., Tan J. T., 2014. 
khuôn khổ đề tài mã số C2014-18-05. Simulation of MIMO channel characteristics for 
 indoor visible light communication with LEDs. 
 TÀI LIỆU THAM KHẢO 
 International Journal for Light and Electron 
 Alqudah Y. A., Kavehrad M., 2003. MIMO Optics. 125: 44-49. 
 characterization of indoor wireless optical link Zeng L., Brien D. C. O., Minh H. L., Faulkner G. E., 
 using a diffuse-transmission configuration. IEEE Lee K., Jung D., Oh Y., Won E. T., 2009. High 
 Transactions on Communications. 51: 1554-1560. data rate multiple input multiple output (MIMO) 
 Gfeller F. R., Bapst U., 1979. Wireless in-house data optical wireless communications using white led 
 communication via diffuse infrared radiation. lighting. IEEE Journal on Selected Areas in 
 Proceedings of the IEEE. 67: 1474-1486. Communications. 27: 1654-1662. 
 Ghassemlooy Z., Popoola W., Rajbhandari S., 2012. Zhang H., Gong M., Wang D., Cui R., 2005. SMC 
 Optical Wireless Communications: System and based on Phong’s model. Optical Engineering. 
 Channel Modelling with MATLAB®, CRC 44: 020506-020506-2. 
 Press, 77 pages. 
 55