Kỹ thuật vector không gian cải tiến cho nghịch lưu hình t ba bậc để giảm điện áp common mode
Trong bài báo này, một kỹ thuật điều chế độ rộng xung vector không gian cải tiến
(MSVPWM) cho nghịch lưu hình T tăng áp tựa khóa chuyển mạch ba bậc (TL-qSBT2I) để giảm
điện áp common mode (CMV) được trình bày. Trạng thái ngắn mạch (ST) được chèn vào vector
zero để không ảnh hưởng đến điện áp ngõ ra. Phương pháp điều khiển vector không gian cải
tiến có thể giảm giá trị điện áp common mode hiệu dụng lên đến 42.8% so với phương pháp
điều khiển vector không gian thông thường. Ngoài ra, để giảm độ gợn dòng điện cuộn dây ngõ
vào bằng cách sử dụng hai sóng mang tần số cao vcar1 và vcar2, trong đó vcar2 được tạo ra
bằng cách dịch pha 900 từ vcar1. Để chứng minh phương pháp vector không gian cải tiến cho
TL-qSBT2I, những kết quả mô phỏng được trình bày trong bài báo này.
Trang 1
Trang 2
Trang 3
Trang 4
Trang 5
Trang 6
Trang 7
Trang 8
Trang 9
Tóm tắt nội dung tài liệu: Kỹ thuật vector không gian cải tiến cho nghịch lưu hình t ba bậc để giảm điện áp common mode
t5) khóa T1 dẫn, trong khi đó khóa T2 ngắt được mô tả ở Hình. 6(a). Các diode D2, D3 và D4 phân cực thuận trong khi đó diode D1 phân cực ngược. Cuộn cảm L và tụ điện C1 xả trong khi tụ điện C2 nạp. Điện áp trên cuộn dây được xác định: L g C dI L V V dt (1) Trạng thái NST 2: (t8 đến t9 và t10 đến t11) khóa T2 dẫn, trong khi đó khóa T1 ngắt được mô tả ở Hình. 6(b). Các diode D1, D2 và D3 phân cực thuận trong khi đó diode D4 phân cực ngược. Cuộn cảm L và tụ điện C2 xả trong khi tụ điện C1 nạp. Điện áp trên cuộn dây được xác định: L g C dI L V V dt (2) Trạng thái NST 3: (t3 đến t4 và t9 đến t10) khóa T1 và T2 đều dẫn được mô tả ở Hình. 6(c). Các Diode D1 và D4 phân cực ngược trong khi đó Diode D2 và D3 phân cực thuận. Cuộn cảm L được nạp năng lượng, các tụ điện C1 và C2 xả. Điện áp trên cuộn dây được xác định: L g dI L V dt (3) Trạng thái NST 4: (t1 đến t2, t5 đến t6, t7 đến t8 và t11 đến t12) khoá T1 và T2 ngắt được mô tả ở Hình 6(d), các Diode D1, D2, D3 và D4 phân cực thuận. Cuộn dây xả năng lượng Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 61 trong khi đó các tụ C1 và C2 được nạp năng lượng. Điện áp trên cuộn dây được xác định: 2L g C dI L V V dt (4) 2.1.2 Trạng thái ngắn mạch (t0 đến t1, t6 đến t7, và t12 đến t13) Trong suốt trạng thái ST trong bộ nghịch lưu hình T, các khóa SX1 đến SX4 cùng đóng được mô tả ở Hình. 6(e), cùng lúc đó các khóa T1 và T2 được kích ngắt. Các Diode D1, D4 phân cực thuận, Diode D2, D3 phân cực ngược. Thời gian tồn tại của trạng thái này là D0T. Trong khoảng thời gian này cuộn cảm nạp năng lượng từ ngồn Vg và các tụ điện C1 và C2 cách ly khỏi mạch. Điện áp trên cuộn dây được xác định: L g dI L V dt (5) 2.2 Phân tích trạng thái ổn định Tổng thời gian tồn tại của trạng thái NST 1 trong một chu kỳ sóng mang là: 0( ). / 2d D T trong đó d là chu kỳ làm việc của khóa T1 được điều khiển bởi Vcon1. Tổng thời gian tồn tại trạng thái NST 2 trong một chu kỳ sóng mang là: 0( ). / 2d D T , trong đó d là chu kỳ làm việc của khóa T2 được điều khiển bởi Vcon2. Tổng thời gian tồn tại của trạng thái NST 3 và ST là 0D T . Khoảng thời gian còn lại của trạng thái NST 4 trong một chu kỳ sóng mang là 0T D T dT . Điện áp trên tụ được xác định như sau: 1 2 02 3 g C C C V V V V D d (6) Với d là chu kỳ ngắn mạch của mạng nguồn kháng, D0 là chu kỳ ngắn mạch của nghịch lưu hình T. Điện áp đỉnh ngõ ra nghịch lưu được xác định: 0 2 2 . . 2 2 33 3 ˆ PN x g M V M v V D d (7) Với M là chỉ số điều chế của phần nghịch lưu. 3. PHƯƠNG PHÁP SVPWM CỦA 3L qSBT2I THÔNG THƯỜNG Trong mạch nghịch lưu 3 bậc hình T ở hình (5), mỗi pha có 4 khóa tạo ra 3 trạng thái chuyển mạch là: P, O, N. Tổ hợp 3 pha có tổng cộng 27 trạng thái chuyển mạch (vector) được sử dụng cụ thể như [3 vector zero], [12 vector nhỏ], [6 vector trung bình] và [6 vector lớn]. Giải thuật SVPWM thông thường chia 27 vector này thành 6 sector, mỗi sector chia thành 4 vùng được trình bày cụ thể trong [14]. Với vector �⃗� 𝑟𝑒𝑓 được định nghĩa như sau: 2 2 3 3 2 ( . . ) 3 j j ref AO BO COV V V e V e (8) Trong đó: VAO, VBO, VCO là điện áp pha ngõ ra của bộ nghịch lưu. Trong [14] sử dụng hầu hết 27 vector để tổng hợp �⃗� 𝑟𝑒𝑓 trong suốt quá trình hoạt động của bộ nghịch lưu. Điện áp CMV là giá trị trung bình của điện áp ngõ ra 3 pha được tính toán như sau: 3 AO BO CO CMV V V V V (9) Bảng 1. Các vector và giá trị điện áp common mode cho 3L qSBT2I Vectors State VCM State VCM State VCM 0 [OOO] 0 [PPP] +Vc [NNN] -Vc Dạng P Nhỏ [POO] +Vc/3 [PPO] +2Vc/3 [OPO] +Vc/3 [OPP] +2Vc/3 [OOP] +Vc/3 [POP] +2Vc/3 Dạng N Nhỏ [ONN] -2Vc/3 [OON] -Vc/3 [NON] -2Vc/3 [NOO] -Vc/3 [NNO] -2Vc/3 [ONO] -Vc/3 Trung bình [PON] 0 [OPN] 0 [NPO] 0 [NOP] 0 [ONP] 0 [PNO] 0 Lớn [PNN] -Vc/3 [PPN] +Vc/3 [NPN] -Vc/3 [NPP] +Vc/3 [NNP] -Vc/3 [PNP] +Vc/3 Bảng 1 trình bày giá trị CMV tương ứng với mỗi vector của bộ nghịch lưu. Có thể thấy rằng các trạng thái vector [PPP/NNN] 62 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh tạo ra CMV là lớn nhất, các vector nhỏ tạo ra CMV tương đối lớn và các vector trung bình không gây ra CMV. Với phương pháp [14], CMV có giá trị biên độ lớn nhất là +2/3Vc và nhỏ nhất là -2/3Vc khi các vector nhỏ được sử dụng để tổng hợp �⃗� 𝑟𝑒𝑓 mong muốn. 4. PHƯƠNG PHÁP MSVPWM CỦA 3L qSBT2I ĐỂ GIẢM ĐIỆN ÁP COMMON MODE. Để giảm CMV, giải thuật SVPWM cải tiến sử dụng các vector zero, vector trung bình và vector lớn để tổng hợp �⃗� 𝑟𝑒𝑓. Như vậy, giá trị lớn nhất của CMV là +1/3Vc và giá trị nhỏ nhất là -1/3Vc. Với giải thuật cải tiến, giản đồ vector không gian được chia thành 12 sector gồm 6 sector lẻ và 6 sector chẵn được sắp xếp xen kẻ biểu diễn ở Hình. 8. Trong bài báo này, sector 1 và sector 2 được xem là ví dụ đại diện cho sector lẻ và sector chẵn để phân tích kỹ thuật được sử dụng. [POO/ONN] [PNN] [PON] [PPN][OPN]V8 [NPN] [NPO] [OPP/NOO] [NPP] [NOP] [NNP] [ONP] [PNP] [PNO] Vref θ Sector 1 Sector 2 Sector 3Sector 4 Sector 5 Sector 6 Sector 7 Sector 8 Sector 9 Sector 10 Sector 11 Sector 12 V0 V6 V5 V3 V2 V18 V17V15V14 V12 V11 V9 V10 V1 Hình 8. Phương pháp điều chế SVPWM cho 3L qSBT2I Không mất tính tổng quát, giả sử �⃗� 𝑟𝑒𝑓 nằm ở sector 1. Khi đó, �⃗� 𝑟𝑒𝑓 được biểu diễn bởi các vector điện áp �⃗� 0, �⃗� 2, �⃗� 3 với mối quan hệ được trình bày bởi phương trình sau: e 2 3. . . .r f OS L M ZV T V T V T V T (10) Trong đó, các vector điện áp �⃗� 0, �⃗� 2, �⃗� 3, �⃗� 𝑟𝑒𝑓 được biểu diễn như sau: 0 0 2 6 3 e 0 4 3 2 3 2 . . 3 j O C j C j C j r f V V e V V e V V e V M e (11) Với: 𝑇𝑠 = 𝑇𝑍 + 𝑇𝑀 + 𝑇𝐿 M: là chỉ số điều chế 0 ≤ 𝑀 ≤ 1 Thời gian tồn tại của �⃗� 0, �⃗� 2, �⃗� 3 được tính toán: 3 sin( ) 6 2 sin L S M S Z S L M T M T T M T T T T T (12) Chuỗi vector trong sector 1 được sắp xếp theo thứ tự [OOO]-[PON]-[PNN]-[OOO] và ngược lại, được biểu diễn như hình (9a). Giả sử vector điện áp �⃗� 𝑟𝑒𝑓 đang nằm ở sector 2. Khi đó �⃗� 𝑟𝑒𝑓 được biểu diễn bởi các vector điện áp �⃗� 0, �⃗� 3, �⃗� 5 với mối quan hệ được biểu diễn bởi phương trình sau: 3 5 0ref S M L ZV T V T V T V T (13) Các vector điện áp 3 5 e, , ,O r fV V V V được biểu diễn như sau: 0 0 6 3 3 5 0 2 3 4 3 2 . 3 j C j C j C j ref C V V e V V e V V e V V e (14) Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 63 Thời gian tồn tại của �⃗� 0, �⃗� 3, �⃗� 5 được tính toán: 2 sin( ) 3 3 sin( ) 6 M S L S Z S L M T M T T M T T T T T (15) Chuỗi vector trong sector 2 được sắp xếp theo thứ tự [OOO]-[PON]-[PPN]-[OOO] và ngược lại, được biểu diễn như hình (9b). O P P P P OO O O O N N O OO O O N N N N OO O 0 VC 0 0 O P P P P OO O O O P P O OO O O N N N N OO O 0 0 0 TZ/4 TM/2 TL/2 TZ/4 TZ/4 TL/2 TM/2 TZ/4 TZ/4 TM/2 TL/2 TZ/4 TZ/4 TL2 TM/2 TZ/4 -VC -VC VC VC -VC a) b) Hình 9. Chuỗi vector cho sector 1 và sector 2. (a) sector 1, (b) sector 2. Một cách tổng quát, có thể tạo ra xung kích cho các khóa bán dẫn theo quy luật chuỗi vector được trình bày tổng quát trong hình (9) và xung ngắn mạch (ST) được chèn vào mạch nghịch lưu ở vector [OOO] nhằm mục đích không ảnh hưởng đến điện áp ngõ ra bằng các sử dụng mô hình PWM được biểu diễn ở hình (7). 5. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG. Nhóm nghiên cứu tiến hành mô phỏng dưới sự hỗ trợ của phần mềm PSIM với các thông số sau: Bảng 2. Các thông số mô phỏng và thực nghiệm của bộ nghịch lưu. Thông số các thành phần Giá trị Điện áp ngõ vào Vg 157 V Điện áp ngõ ra Vo 110V Tần số sóng mang fs 5 kHz Tỉ số ngắn mạch D0 0.3 Tỉ số điều chế M 0.7 Điện cảm L 3mH Tụ điện C2 = C3 2200 F Mạch lọc LC Lf and Cf 3 mH và 10 F Tải trở Rt 40 Ω Hình 10. Kết quả mô phỏng cho SVPWM thông thường khi Vg = 157 V, D0=0.3 và d =0.3. Nhìn từ trên xuống dưới, dòng điện ngõ vào IL, điện áp trên diode D1 và D4, điện áp DC-link, và điện áp ngõ vào, điện áp trên các tụ điện C1, C2. Từ Hình (10) và Hình (11) chúng ta có thể thấy rằng, dòng điện ngõ vào IL là 5.71A, điện áp trên các diode D1 và D4 là -196 V. điện áp DC-link là 392 V và điện áp trên các tụ C1 và C2 là 196 V. Từ Hình (12), điện áp ngõ ra hiệu dụng VAG là 110 VRMS, điện áp cực là 196 V, điện áp common mode là 85 VRMS, điện áp dây VAB là 210 V và dòng điện ngõ ra là 2.81 A.Từ hình (13), điện áp ngõ ra hiệu dụng VAG là 110 VRMS, điện áp cực là 196 V, điện áp common mode là 36.4 VRMS, điện áp dây VAB là 210 V và dòng điện ngõ ra là 2.81 A. Từ Bảng 3 điện áp common mode của SVPWM là 85 VRMS và MSVPWM là 36.4 VRMS khi hệ thống hoạt động với cùng thông số và điện áp đặt trên các phần tử tích cực như đã trình bày ở Bảng 2. Với giải thuật MSVPWM điện áp common mode đã giảm 64 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh xuống khoảng 42.8%. Tuy nhiên, độ méo dạng dòng điện ngõ ra của phương pháp SVPWM là 0.31% nhỏ hơn so với phương pháp MSVPWM là 0.79%. Với THDi =0.79% vẫn phù hợp tiêu chuẩn quốc tế (ME standards as IEC61000-4-30 Edition). Hình 11. Kết quả mô phỏng cho MSVPWM khi Vg = 157 V, D0=0.3 và d =0.3. Nhìn từ trên xuống dưới, dòng điện ngõ vào IL, điện áp trên diode D1 và D4, điện áp DC-link, và điện áp ngõ vào, điện áp trên các tụ điện C1, C2. Bảng 3. So sánh phương pháp điều khiển SVPWM và phương pháp MSVPWM Thông số các thành phần SVPWM MSVPWM Điện áp ngõ vào Vg 157 V 157 V Điện áp ngõ ra Vo 110V 110V Tần số sóng mang fs 5 kHz 5 kHz Tỉ số ngắn mạch nghịch lưu hình T D0 0.3 0.3 Tỉ số ngắn mạch mạng nguồn kháng d 0.3 0.3 Tỉ số điều chế M 0.7 0.7 Điện cảm L 3mH 3mH Tụ điện C1 = C2 2200 F 2200 F Tải trở Rt 40 Ω 40 Ω Điện áp CMV VGO 85 V 36.4 V Độ méo dạng THDI 0.31% 0.79% Hình 12. Kết quả mô phỏng cho SVPWM thông thường. Nhìn từ trên xuống dạng sóng điện áp ngõ ra (VAG), điện áp cực (VAO), điện áp common mode điện áp dây (VAB) và dòng điện ngõ ra IA. Hình 13. Kết quả mô phỏng cho MSVPWM. Nhìn từ trên xuống dạng sóng điện áp ngõ ra (VAG), điện áp cực (VAO), điện áp common mode điện áp dây (VAB) và dòng điện ngõ ra IA. 6. KẾT LUẬN Bài báo này đã trình bày một mạng nguồn kháng qSB được kết nối với nghịch Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 65 lưu ba bậc hình T. Bên cạnh các tính năng tăng, giảm áp (Buck-Boost) và đa bậc. Với giải thuật đã trình bày, cấu hình này còn có thể giảm điện áp common mode. Nguyên lý hoạt động và kết quả mô phỏng cho cấu hình 3L qSBT2I đã được phân tích phù hợp với cơ sở lý thuyết. Cấu hình và giải thuật cho 3L qSBT2I phù hợp với các ứng dụng công suất trung bình và nhỏ như: hệ thống PV, pin nhiên liệu và động cơ. LỜI CẢM ƠN Bài báo này được thực hiện tại phòng thí nghiệm điện tử công suất nâng cao D405 với sự hỗ trợ của dự án KC186 của Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Thành phố Hồ Chí Minh. Danh mục từ viết tắt 3L Three level MSVPWM Modify Space Vector Pulse Width Modulation PWM Pulse Width Modulation qSB Quasi-Z-Source qZSI Quasi-Z-Source Inverter SVPWM Space Vector Pulse Width Modulation T2I T-Type inverter CMV Common mode voltage TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] Mohammad Ahmad, Anil Kumar Jha, Sitaram Jana and, Kishore Kumar, “Simulation and Performance Analysis of a Grid Connected Multilevel Inverter Considering Either Battery or Solar PV as DC Input Sources”, IEEE, 978-1-5090- 6218-8/17, 2017. [2] Ngô Văn Quang Bình, Nguyễn Văn Liễn, “Ứng dụng nghịch lưu áp đa mức trong hệ truyền động”, Tạp chí Khoa học và Công nghệ, Đại học Đà Nẵng, số 1(36), xuất bản năm 2010. [3] Ngo Bac Bien, Nguyen Minh Khai, Do Duc Tri, Ngo Van Thuyen, “Bộ nghịch lưu chuyển tụ điện 9 bậc”, Tạp chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật, Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp HCM, số 44A, xuất bản tháng 10 năm 2017. [4] F. Z. Peng, "Z-source inverter," IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 39, pp. 504-510, 2003. [5] O. Husev, C. R. Clemente, E. R. Cadaval, D. Vinnikov, and S. Stepenko, “Single phase three-level neutral-point-clamped quasi-Z-source inverter,” IET Power Electron., vol. 8, no. 1, pp. 1–10, 2015. [6] Lương Hoàn Tiến, Nguyễn Minh Khai, Trần Văn Thuận, Ngô Văn Thuyên, “ Bộ nghịch lưu một pha năm bậc nguồn Z hình T”, Xuất bản Trong Tạp Chí Tự Động Hóa Ngày Nay, hội Tự Động Hóa Việt Nam, số 16, xuất bản tháng 08 năm 2016. [7] X. Xing, A. Chen, W. Wang, C. Zhang, Y. Li, C. Du, “Space-vectormodulated for Z-source three-level T-type converter with neutral voltage balancing,” IEEE Conf. Appl. Power Electron. Conf., pp. 833 – 840, Mar, 2015. [8] J. Anderson and F. Z. Peng, “Four quasi-Z-source inverters,” in Proc. IEEE Power Electron. Spec. Conf., Rhodes, Greece, pp. 2743-2749, Jun. 2008. [9] V. F. Pires, A. Cordeiro, D. Foito, and J. F. Martins, “Quasi-Z-source inverter with a T-type converter in normal and failure mode,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 31, no. 11, pp. 7462–7470, Nov. 2016. [10] D. Panfilov, O. Husev, F. Blaabjerg, J. Zakis, and K. Khandakji, “Comparison of three-phase three-level voltage source inverter with intermediate dc–dc boost converter and quasi-Z-source inverter,” IET Power Electron., vol. 9, no. 6, pp. 1238–1248, 2016. [11] C. Qin, C. Zhang, A. Chen, X. Xing and G. Zhang, “A Space Vector Modulation Scheme of Quasi-Z-Source Three-Level T-Type Inverter for Common-Mode Voltage 66 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh Reduction,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. PP, DOI 10.1109/TIE.2018.2798611, no. 99, pp. 1–1, Jan. 2018. [12] M.-K. Nguyen, T.-V. Le, S.-J. Park, and Y.-C. Lim, "A class of quasi switched boost inverters," IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 62, no. 3,pp. 1526-1536, March 2015. [13] D. T. Do and M. K. Nguyen, “Three-level quasi-switched boost Ttype inverter: analysis, PWM control, and verification,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 65, no. 10, pp. 8320 – 8329, Oct. 2018. [14] D-T. Do, M-K. Nguyen, T-H. Quach, V-Th. Tran, C-B. Le, K-W. Lee; G-B. Cho, “Space Vector Modulation Strategy for Three-Level Quasi-Switched Boost T-Type Inverter,” IEEE 4th Southern Power Electronics Conference, pp. 1–5, Feb. 2019. Tác giả chính chịu trách nhiệm bài viết: Đỗ Đức Trí Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Tp. HCM Email: tridd@hcmute.edu.vn
File đính kèm:
- ky_thuat_vector_khong_gian_cai_tien_cho_nghich_luu_hinh_t_ba.pdf