Phương pháp điều chế độ rộng xung của biến tần ma trận đa bậc nhằm triệt tiêu điện áp điểm nối chung

n 
4, các kết quả mô phỏng được thực hiện bằng phần 
mềm Psim sẽ trình bày. Để kiểm chứng phân tích lý 
thuyết và xác nhận tính đúng đắn của kết quả mô 
phỏng, một mô hình thực nghiệm được xây dựng và các 
kết quả thực nghiệm sẽ được trình bày trong phần này. 
Các kết luận của nghiên cứu này được trình bày trong 
phần cuối cùng. 
2. Cấu hình và nguyên lý hoạt động 
Bảng 1. Trạng thái đóng cắt các khóa công suất ở tầng 
chỉnh lưu và điện áp DC-link tương ứng 
Trạng thái đóng cắt 
Điện áp DC-
link 
Sap1 Sbp1 Scp1 Sao1 Sbo1 Sco1 
VPO VON 
Sao2 Sbo2 Sco2 Sao2 Sbo2 Sco2 
1 0 0 0 1 0 vab vab 
1 0 0 0 0 1 vac vac 
0 1 0 0 0 1 vbc vbc 
0 1 0 1 0 0 vba vba 
0 0 1 1 0 0 vca vca 
0 0 1 0 1 0 vcb vcb 
1 0 0 1 0 0 0 0 
0 1 0 0 1 0 0
0 
0 0 1 0 0 1 0 0 
Cấu hình của bộ biến tần ma trận đa bậc được 
trình bày trong Hình 1. Các thành phần của bộ biến tần 
này bao gồm: biến áp cách ly, bộ lọc LC tại đầu nguồn 
để lọc sóng hài bậc cao của dòng điện, hai bộ chỉnh lưu 
sáu khóa xoay chiều mắc nối tiếp với nhau, và bộ 
nghịch lưu ba pha ba bậc dạng T. 
Mỗi bộ chỉnh lưu bao gồm sáu khóa công suất hai 
chiều như Hình 1 (Sap1, Sao1, Sbp1, Sbo1, Scp1, Sco1 cho bộ 
chỉnh lưu 1 và Sao2, San2, Sbo2, Sbn2, Sco2, Scn2 cho bộ 
chỉnh lưu 2) và được cung cấp bởi một nguồn ba pha 
xoay chiều thông qua bộ lọc LC. Chức năng của bộ 
chỉnh lưu là tạo ra điện áp DC cung cấp cho nghịch lưu 
Tạp chí Khoa học và Công nghệ 137 (2019) 008-013 
10 
đa bậc và đảm bảo dòng điện ở nguồn AC dạng sin. Bộ 
chỉnh lưu thứ nhất tạo ra điện áp VPO và bộ chỉnh lưu 
thứ 2 tạo ra điện VNO. Bảng 1 trình bày trạng thái đóng 
cắt các khóa công suất bán dẫn và điện áp DC-link. 
Bộ nghịch lưu ba bậc dạng T là cấu hình mở rộng 
của bộ nghịch lưu hai bậc ba pha truyền thống, bằng 
cách thêm ba khóa công suất xoay chiều nối ba ngõ ra 
của tải vào điểm trung tính O. So sánh với bộ nghịch 
lưu ba pha NPC truyền thống thì bộ nghịch lưu ba pha 
dạng T có nhiều ưu điểm hơn: tổn hao ít hơn, số lượng 
linh kiện bán dẫn ít hơn do không sử dụng các diode 
kẹp [11]. Từ Hình 1, trạng thái đóng cắt và điện áp pha 
tải của bộ nghịch lưu ba pha được cho ở Bảng 2: 
Bảng 2. Trạng thái đóng cắt các khóa công suất ở tầng 
chỉnh lưu và điện áp pha tải – trung tính tương ứng. 
Trạng 
thái 
nhánh 
SX 
Trạng thái đóng ngắt các khóa 
công suất trong một nhánh 
X = (A, B, C) 
Điện áp 
pha tải – 
trung tính 
VXO 
SX1 SX2 SX3 SX4 
1 1 1 0 0 VPO 
0 0 1 1 0 0 
-1 0 0 1 1 -VON 
 Bộ nghịch lưu ba bậc dạng T được cấp nguồn 
DC tạo ra từ hai bộ chỉnh lưu là VPO và VON. Chức năng 
của bộ nghịch lưu là tạo ra điện áp trên tải với tần số và 
biên độ thay đổi được bằng cách phối hợp các trạng thái 
đóng ngắt của các khóa bán dẫn. 
3. Phương pháp điều chế độ rộng xung triệt tiêu 
điện áp điểm nối chung. 
3.1 Điều khiển tầng chỉnh lưu 
Hai bộ chỉnh lưu 1 và 2 được điều khiển làm sao 
cho hai điện áp DC tạo ra là VPO và VON giống nhau. 
Như trình bày ở Hình 1, thì hai bộ chỉnh lưu này được 
cung cấp bằng hai nguồn xoay chiều ba pha giống nhau. 
Do đó, trạng thái đóng ngắt của ba khóa xoay chiều 
phía trên/phía dưới của bộ chỉnh lưu 1 hoàn toàn tương 
tự như trạng thái đóng ngắt của ba khóa xoay chiều phía 
trên/phía dưới của bộ chỉnh lưu 2. Để tránh diễn giải 
trùng lặp, trong phần này chỉ trình bày phương pháp 
điều khiển bộ chỉnh lưu 1, bộ chỉnh lưu 2 hoạt động 
tương tự. 
Giả sử điện áp cung cấp cho bộ chỉnh lưu này là 
cân bằng và được biểu diễn bằng các phương trình sau: 
in
in
in
sin( )
sin( 2 3)
sin( 2 3)
a in
b in
c in
v V t
v V t
v V t

 
 
 (1) 
Biểu đồ vector không gian của tầng chỉnh lưu 
được trình bày trên Hình 2 gồm sáu vector dòng điện 
tích cực và ba vector không. Mỗi vector dòng điện thể 
hiện sự kết hợp của điện áp pha ngõ vào cho điện áp 
một chiều DC. Ví dụ, vector Iab thể hiện sự kết hợp của 
điện áp vào pha a (cực dương P của DC-link) và pha b 
(điểm trung tính O của DC-link). Nếu ta giả sử rằng 
vector dòng điện ở ngõ vào Iin nằm trong sector 1, ta 
có thể tổng hợp vector từ hai vector liền kề là: 
in ab acI d I d Ig d 
   
 (2) 
trong đó abI
 
, acI
 
là hai vector dòng điện liền kề và dg
, dd là tỷ số đóng của hai vector tương ứng. 
ain
Iab
Ibc
Ibc
Iba
Ica
Icb
iin
1
23
4
5 6
IaaIbb
Icc
dd
dg
Hình 2. Giản đồ vector không gian tầng chỉnh lưu 
Tuy nhiên, để đảm bảo điện áp ở DC-link có giá 
trị lớn nhất thì vector không Iaa, Ibb, Icc không được sử 
dụng. Do đó, tỷ số đóng của hai vector tích cực sẽ được 
tính lại như sau [6] – [7]: 
 b
ab
a
d v
d
d d v
g
g d
 (3) 
c
ac
a
d v
d
d d v
d
g d
 (4) 
Điện áp trung bình trong một chu kỳ lấy mẫu của 
điện áp VPO và VON là: 
23
2
in
dc ab a b ac a c
a
V
V d v v d v v
v
 (5) 
3.2 Điều khiển tầng nghịch lưu 
Với bộ nghịch lưu NPC ba bậc dạng T sẽ có 27 
trạng thái đóng ngắt khác nhau. Mỗi một trạng thái 
đóng ngắt được mô tả qua tổ hợp trạng thái SX = -1, 0, 
1 (X=A,B,C) như trình bày ở Bảng 2. Dựa vào độ lớn 
điện áp của vector không gian, ta chia làm bốn nhóm: 
- Vector không (V0) đại diện cho ba trạng thái 
(1,1,1), (0,0,0) và (-1,-1,-1), độ lớn của vector này 
bằng 0. 
Tạp chí Khoa học và Công nghệ 137 (2019) 008-013 
11 
- Vector nhỏ gồm có 6 vector (V1 đến V6) có độ 
lớn bằng VDC/3 . Mỗi vector nhỏ có hai trạng thái đóng 
ngắt. 
- Vector trung bình gồm 6 vector (V7 đến V12) có 
độ lớn bằng 3 / 3DCV 
- Vector lớn gồm 6 vector (V13 đến V18) có độ lớn 
bằng 2 / 3DCV . 
Điện áp điểm nối chung được định nghĩa như sau 
[12]: 
 DCON A B C
V
V S S S .
6
 (6) 
Trong đó VON là điện áp giữa trung tính tải với tâm 
nguồn DC hay còn gọi là điện áp điểm nối chung 
(common-mode voltage). Từ phương trình 6, ta thấy 
rằng sử dụng sáu vector vừa và trạng thái (0,0,0) của 
vector không để tổng hợp vector tham chiếu thì điện áp 
điểm nối chung sẽ triệt tiêu. Những vector được sử 
dụng được thể hiện như trong Hình 3. 
Như trong Hình 3, vector tham chiếu nằm trong 
vùng I, ta chọn ba vector gần với nhất là V12, V7, V0, và 
thời gian tác dụng của các vector này lần lượt là T12, T7, 
T0. Ta có 
12 s
7 s
0 s 12 7
2
T sin T
33
2
T sin T
3
T T T T
a
a
m
m


 (7) 
Trong đó Ts là thời gian lấy mẫu, ma là tỉ số điều 
biên và θ là góc của vector tham chiếu. 
Hình 3. Giản đồ vector không gian tầng nghịch lưu. 
3.3 Phối hợp trạng thái đóng ngắt giữa tầng chỉnh 
lưu và nghịch lưu 
Ở phần trên, ta đã dẫn ra cách thức thực hiện 
phương pháp điều rộng xung cho tầng nghịch lưu với 
giả thuyết rằng điện áp trên DC-Link là không thay đổi. 
Tuy nhiên trên thực tế, vì trong cấu hình của bộ chỉnh 
lưu đã loại bỏ đi thành phần tích trữ năng lượng trên 
DC-Link nên điện áp trên đó sẽ bị thay đổi liên tục như 
đã trình bày. Để có thể điều chế tầng nghịch lưu chính 
xác sao cho điện áp ngõ ra có chất lượng tốt, ta phải có 
thao tác điều chỉnh trong phương pháp điều rộng xung 
ở tầng nghịch lưu. 
T rạng thá i O FF T rạ ng thá i O N
1-10
T ầng chỉnh lưu
T ầng ng hịch lư u
Sa p1, Sa o1
Sb o1, Sb n2
Sco 1, Scn 2
SA1
SA2
SB1
SB2
SC1
SC2
000 10-1 000 000 10-1 1-10 000
Hình 4. Phối hợp trạng thái đóng ngắt giữa hai tầng 
chỉnh lưu và nghịch lưu 
Như đã phân tích ở phần 3.1, trong mỗi chu kì 
đóng ngắt tầng chỉnh lưu được chia làm hai phần, do 
đó tỉ lệ thời gian đóng của các vector V12, V7 và V0 trong 
tầng nghịch lưu cũng được phân phối cho mỗi phần. 
Nói một cách đơn giản rằng trong một chu kỳ đóng cắt 
của tầng chỉnh lưu sẽ có hai mức điện áp dây tạm hiểu 
là một mức cao và một mức thấp. Vì vậy, ta phải phân 
bố bình quân lại thời gian đóng cắt bên tầng nghịch lưu 
để ngõ ra có tác động tương tự như khi điện áp DC-link 
là hằng số. 
Để đảm bảo cho tầng chỉnh lưu không bị ngắn 
mạch giữa các pha khi chuyển mạch, ta sẽ thêm vào ở 
đoạn chuyển mạch một khoản thời gian gọi là Dead-
time. Tuy nhiên việc làm đó lại ảnh hưởng đến tầng 
nghịch lưu vì khi đó, điện áp DC-link bằng 0 tức là DC-
link không được kết nối với nguồn. Như vậy sẽ không 
tạo ra được đường dẫn cho dòng điện chạy về ở tầng 
nghịch lưu. Nếu tải của ta có thành phần cảm kháng thì 
sẽ xuất hiện hiện tượng di/dt làm tăng điện áp trên khóa 
một cách đột ngột gây hư hỏng khóa bán dẫn. Cách đơn 
giản nhất để khắc phục hiện tượng này đó chính là làm 
cho dòng trên tải bằng 0 trước khi chuyển mạch ở tầng 
chỉnh lưu. Có thể thực hiện bằng cách đóng vector 
không ở tầng nghịch lưu sao cho điểm chuyển mạch 
của tầng chỉnh lưu rơi vào thời gian tác động của vector 
không trên tầng nghịch lưu. Hình 4 trình bày sự phối 
hợp trạng thái đóng ngắt các khóa công suất khi vector 
dòng điện của tầng chỉnh lưu và vector điện áp ở tầng 
nghịch lưu nằm trong sector 1. 
4. Kết quả mô phỏng và thực nghiệm 
Phần mềm Psim được sử dụng để mô phỏng hoạt 
động của bộ biến tần ma trận đa bậc với phương pháp 
Tạp chí Khoa học và Công nghệ 137 (2019) 008-013 
12 
vector không gian đề xuất. Các thông số thực hiện mô 
phỏng là: 
- Nguồn xoay chiều 3 pha: biên độ điện áp pha 100V, 
tần số 50 Hz 
- Tải ba pha: R=20 , L=25 mH. 
- Thông số bộ lọc: C=45 uF, L=3.96 mH. 
- Tần số đóng ngắt linh kiện: fs=10 kHz. 
- Tỉ số điều biên điện áp là 0.5. 
Để kiểm chứng phân tích lý thuyết và kết quả mô 
phỏng, một mô hình phần cứng được xây dựng trong 
phòng thí nghiệm. Các thông số thực hiện mô phỏng 
hoàn toàn giống với thông số khi thực hiện mô phỏng. 
Hình 5 trình bày mô hình phần cứng của bộ biến tần 
ma trận đa bậc, bao gồm: mạch điều khiển 
TMS320F28377, khóa công suất hai chiều sử dụng ở 
tần chỉnh lưu SK 30GB123 và tầng nghịch lưu sử dụng 
SK 30GB123 và SKM100GB125DN, cảm biến áp 
LV25P của hãng LEM và dao động kí sử dụng thu thập 
dạng sóng. 
Các kết quả được trình bày trong Hình 6 (a), (b) 
và (c) lần lượt là: điện áp DC-link được tạo ra từ hai bộ 
chỉnh lưu độc lập, điện áp và dòng điện phía tải và điện 
áp điểm nối chung được thu thập từ kết quả mô phỏng 
khi sử dụng phần mềm Psim. Các kết quả mô phỏng 
này sẽ được kiểm chứng bằng thực nghiệm. 
Hình 7 trình bày sector ngõ vào, xung kích cho 
khóa Sbp1 và hai điện áp DC-link. Chúng ta thấy rằng, 
mỗi chu kỳ điện áp sẽ có 6 sector. Từ Hình 7, khi điện 
áp ngõ vào ở sector thứ 3 thì khóa Spb1 luôn trạng thái 
đóng, ở sector thứ 2 và 4 thì hai khóa này ở trạng thái 
điều chế và các sector khác thì khác khóa này ở trạng 
thái ngắt. Điện áp DC-link trên hình này hoàn toàn phù 
hợp với kết quả mô phỏng. Điện áp DC-link được tạo 
ra từ điện áp dây của nguồn ba pha. 
Hình 8 trình bày điện áp dây và dòng điện trên tải. 
Ta nhận thấy rằng kết quả này hoàn toàn phù hợp với 
kết quả mô phỏng: dòng điện dạng sin và điện áp được 
tạo thành từ điện áp dây ở ngõ vào. Hình 9 trình bày 
điện áp common-mode. Từ hình này, ta thấy điện áp 
common-mode hoàn toàn bị triệu tiêu, tuy nhiên cũng 
có một vài gai nhỏ do quá trình đóng ngắt. 
Hình 5. Mô hình thực nghiệm. 
50V/div 5ms/div
VPN
VON
(a) 
vAB
vAG
iA
100V/div 2A/div 5ms/div 
(b) 
vOG
5V/div 5ms/div 
(c) 
Hình 6. (a) Điện áp DC-link được tạo ra bởi hai bộ 
nghịch lưu (b) Điện áp pha, điện áp dây và dòng điện 
tải (c) Điện áp Common-mode. 
Hình 7. Kết quả thực nghiệm điện áp DC-link. 
Hình 8. Kết quả thực nghiệm điện áp dây tải và dòng 
điện tải. 
Tạp chí Khoa học và Công nghệ 137 (2019) 008-013 
13 
Hình 9. Kết quả thực nghiệm điện áp Common-mode. 
6. Kết luận 
Điện áp common-mode là điện áp được tạo ra bởi 
quá trình điều chế xung và là nguyên nhân gây ra hư 
hỏng động cơ. Nhiều nhà nghiên cứu đã trình bày các 
phương pháp điều chế độ rộng xung cho nghịch lưu đa 
bậc. Tuy nhiên, đối với biến tần ma trận đa bậc thì hiện 
nay chưa có nghiên cứu nào. Bài báo này đã trình bày 
giải thuật vector không gian cho bộ biến tần đa bậc ma 
trận với mục đích triệt tiêu điện áp điểm nối chung. Các 
kết quả mô phỏng và thực nghiệm đã chứng minh tính 
đúng đắn của giải thuật đề xuất. 
Ghi nhận tài trợ 
Nghiên cứu này được tài trợ bởi Quỹ Phát triển 
khoa học và công nghệ Quốc gia (NAFOSTED) trong 
đề tài mã số 103.99-2015.102 
Tài liệu tham khảo 
[1] L. Empringham, J. W. Kolar, J. Rodriguez, P. W. 
Wheeler and J. C. Clare, Technological Issues and 
Industrial Application of Matrix Converters: A 
Review, in IEEE Transactions on Industrial 
Electronics, vol. 60, no. 10, pp. 4260-4271, Oct. 2013. 
[2] S. Kim, Y. D. Yoon and S. K. Sul, Pulsewidth 
Modulation Method of Matrix Converter for Reducing 
Output Current Ripple, in IEEE Transactions on Power 
Electronics, vol. 25, no. 10, pp. 2620-2629, Oct. 2010. 
[3] J.W. Kolar, F. Schafmeister, S.D. Round and H. Ertl, 
Novel Three-Phase AC–AC Sparse Matrix Converters, 
in IEEE Transactions on Power Electronics , vol.22, 
no.5, pp.1649-1661, Sept. 2007. 
[4] A. Trentin, L. Empringham, L. de Lillo, P. Zanchetta, 
P. Wheeler and J. Clare, Experimental Efficiency 
Comparison Between a Direct Matrix Converter and an 
Indirect Matrix Converter Using Both Si IGBTs and 
SiC mosfets, in IEEE Transactions on Industry 
Applications, vol. 52, no. 5, pp. 4135-4145, Sept.-Oct. 
2016. 
[5] X. Liu, P. Wang, P. C. Loh and F. Blaabjerg, A 
Compact Three-Phase Single-Input/Dual-Output 
Matrix Converter, in IEEE Transactions on Industrial 
Electronics, vol. 59, no. 1, pp. 6-16, Jan. 2012. 
[6] Tuyen. D. Nguyen and H. H. Lee, Dual Three-Phase 
Indirect Matrix Converter With Carrier-Based PWM 
Method, in IEEE Transactions on Power Electronics, 
vol. 29, no. 2, pp. 569-581, Feb. 2014. 
[7] Tuyen. D. Nguyen and H. H. Lee, Development of a 
Three-to-Five-Phase Indirect Matrix Converter With 
Carrier-Based PWM Based on Space-Vector 
Modulation Analysis, in IEEE Transactions on 
Industrial Electronics, vol. 63, no. 1, pp. 13-24, Jan. 
2016. 
[8] M. Y. Lee, P. Wheeler and C. Klumpner, Space-Vector 
Modulated Multilevel Matrix Converter, in IEEE 
Transactions on Industrial Electronics, vol. 57, no. 10, 
pp. 3385-3394, Oct. 2010. 
[9] Tuyen. D. Nguyen and H. H. Lee, Modulation 
Strategies to Reduce Common-Mode Voltage for 
Indirect Matrix Converters, in IEEE Transactions on 
Industrial Electronics, vol. 59, no. 1, pp. 129-140, Jan. 
2012. 
[10] Q. Guan, P. W. Wheeler, Q. Guan and P. Yang, 
Common-Mode Voltage Reduction for Matrix 
Converters Using All Valid Switch States, in IEEE 
Transactions on Power Electronics, vol. 31, no. 12, pp. 
8247-8259, Dec. 2016. 
[11] Y. Wang, W. W. Shi, N. Xie and C. M. Wang, Diode-
Free T-Type Three-Level Neutral-Point-Clamped 
Inverter for Low-Voltage Renewable Energy System, 
in IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 61, 
no. 11, pp. 6168-6174, Nov. 2014. 
[12] Hee-Jung Kim, Hyeoun-Dong Lee and Seung-Ki Sul, 
A new PWM strategy for common-mode voltage 
reduction in neutral-point-clamped inverter-fed AC 
motor drives, in IEEE Transactions on Industry 
Applications, vol. 37, no. 6, pp. 1840-1845, Nov/Dec 
2001.