Nghiên cứu cải tiến phương pháp điều chỉnh mức sáng dựa trên cắt mức năng lượng biên sau lên đối tượng đèn huỳnh quang và đèn compact

au 
trên đèn sợi đốt, trên đèn compact 
và đèn huỳnh quang sử dụng chấn lưu 
cuộn dây 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
Số 22 39 
Phương pháp này còn được gọi là khởi 
động mềm, và có thể điều khiển thời gian 
đóng mở của IGBT một cách dễ dàng, 
chính điều này làm giảm tối đa nhiễu điện 
từ sinh ra do quá trình đóng ngắt trong 
mỗi nửa chu kỳ. Nhưng phương pháp này 
vẫn chưa áp dụng được đối với đèn huỳnh 
quang sử dụng chấn lưu sắt từ [2]. Nghiên 
cứu này sẽ tập trung vào cải tiến phương 
pháp điều chỉnh mức sáng dựa trên cắt 
mức năng lượng biên sau lên đối tượng 
đèn huỳnh quang sử dụng chấn lưu sắt từ. 
2. MÔ TẢ THIẾT KẾ MẠCH ĐIỆN 
Mạch điều chỉnh mức sáng của đèn theo 
phương pháp cắt mức năng lượng biên 
sau [2] được thiết kế dựa trên nguyên lý: 
điều khiển đóng mở IGBT bằng vi điều 
khiển Atmega 16 dựa trên tín hiệu bắt 
điểm 0 của dòng điện. Thời gian cho dòng 
chạy qua IGBT trong mỗi nửa chu kỳ 
được dễ dàng điều chỉnh bằng biến trở, do 
đó tác dụng điều khiển công suất cũng 
giống như phương pháp cắt biên trước. 
Sơ đồ khối của thiết kế được chỉ ra trong 
hình 3. Trong đó, nguồn cung cấp 220 V, 
50 Hz được lấy mẫu để xác định điểm 
không thông qua khối bắt điểm không [3]. 
Tín hiệu bắt điểm không được đưa vào vi 
điều khiển, đồng thời tín hiệu xác định 
thời gian ngắt trong mỗi nửa chu kì cũng 
được đọc từ điện áp trên biến trở vào vi 
điều khiển. Từ 2 tín hiệu này vi điều 
khiển xuất ra tín hiệu kích cho driver của 
IGBT, từ đó khối cắt biên sẽ thực hiện cắt 
mức năng lượng chảy vào tải. 
Hình 3. Sơ đồ khối mạch điều chỉnh mức sáng của đèn 
dựa trên phương pháp cắt mức năng lượng sau 
Mạch lái điều khiển đóng cắt cho IGBT 
được chỉ ra trong hình 4. Trong đó cặp 
transistor kéo đẩy D468 và B562 
(Renesas) có vai trò (điều khiển) đóng 
cắt cho IGBT (FGA25N120ANTD, 
Fairchild Semiconductor) [2]. Tín hiệu 
kích cho cặp transistor này được truyền 
từ chân PD4 của vi điều khiển thông 
qua opto (PC817, Sharp). Diode zenner 
(1N4744, General Semiconductor) và 
TVS diode (P6KE400CA, Fairchild 
Semiconductor) giúp bảo vệ IGBT khỏi 
xung quá áp. 
Mỗi khi có tín hiệu ngắt ngoài đưa vào vi 
điều khiển (Atmega16, Atmel) từ mạch 
bắt điểm không, chân PD4 xuất tín hiệu 
mức cao kích cho mạch lái đóng IGBT, 
sau một khoảng thời gian nhất định (nhỏ 
hơn 10 ms), chân PD4 xuất tín hiệu mức 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
40 Số 22 
thấp kích cho ngắt IGBT. Khi nào có tín 
hiệu ngắt ngoài thì quá trình trên lại được 
lặp lại. Như vậy thời gian dòng điện chảy 
qua tải trong mỗi nửa chu kì phụ thuộc 
vào thời gian đóng IGBT, và thời gian 
này được điều chỉnh bằng một biến trở 
thông qua chân ADC của vi điều khiển. 
Khối cắt biên được chỉ ra trong hình 4. 
Do IGBT chỉ đóng ngắt được với dòng 
một chiều nên để IGBT hoạt động được ở 
cả bán kì âm và dương ta cần sử dụng 
thêm một bộ diode chỉnh lưu cầu. 
Hình 4. Khối driver cho IGBT và khối cắt pha (gồm IGBT và cầu điôt) 
Khi đóng IGBT để dẫn điện tại thời điểm 
bắt đầu nửa chu kỳ mới bao giờ cũng có 
độ trễ, để kiểm soát tốc độ đóng của 
IGBT ta có nhiều cách bao gồm điều 
chỉnh dV/dt (bằng điện trở cực G hoặc 
mắc song song một tụ điện giữa cực G và 
E) hoặc điều chỉnh di/dt (bằng cuộn cảm 
nhỏ ở cực E) [4, 5, 6]. Cách thức sử dụng 
trong bài viết này là dùng điện trở cực G 
(hình 5). Điện trở này càng lớn thì độ trễ 
thời gian đóng của IGBT càng tăng. Tuy 
nhiên điện trở này cũng không được phép 
quá lớn vì tốc độ đóng ngắt chậm đồng 
nghĩa với mất mát nhiệt trên IGBT càng 
lớn làm nóng IGBT. Ta có thể ước lượng 
tốc độ đóng mở của IGBT theo công thức: 
*
th
g iss
VdV
dt R C
Trong đó: 
V: điện áp Vce; Vth: điện áp Vge; 
Rg: điện trở cực G; 
𝐶𝑖𝑠𝑠: dung kháng giữa cực G và E. 
Trong mạch này với mục đích làm cho 
thời gian đóng không quá nhanh, và thời 
gian mở không cần chậm (do điện áp tăng 
từ từ sau điểm 0 của mỗi nửa chu kì) nên 
ta chọn điện trở R9 (22 Ω) nhỏ, và điện 
trở R8 (2,2 kΩ) lớn. Trong mạch điện ở 
hình 5 có thể hiện tụ điện Cge, và tốc độ 
đóng mở IGBT bị ảnh hưởng trực tiếp bởi 
thời gian nạp xả của tụ này. 
Q1 
D7 D8 
D9 D10 
2A 2A 
2A 2A 
Q3 
B562 
R9 
22R 
Z1 
25V/1W
W 
ZN1 
400V 
Q2 
D468 
R8 
2k2 
R11 
2k 
 15V 
R6 
1A 
10k 
D6 
VCC 
PD4 
U2 
Opto 1 
R5 
220R 
PGND 
PGND 
A2 
AC 
A1 
Load 
FGA25N120A-IGBT 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
Số 22 41 
Hình 5. Nguyên lý điều khiển IGBT sử dụng điện trở cực G 
Khi driver nhận tín hiệu mở, transistor 
D468 thông trong khi transistor B562 
đóng, lúc này tụ Cge được nguồn nạp tới 
15V thông qua điện trở R9. Do có trị số 
nhỏ, nên thời gian mở của IGBT ngắn. 
Khi driver nhận tín hiệu đóng, transistor 
B562 thông trong khi transistor D468 
đóng, lúc này tụ Cge được xả qua điện trở 
R8 và R9 nối tiếp. Do tổng trở R8 và R9 
lớn, nên quá trình đóng của IGBT diễn ra 
chậm lại cỡ vài chục micro giây. 
3. THỰC NGHIỆM VÀ KẾT QUẢ ĐO 
ĐẠC TRÊN PHƯƠNG PHÁP CŨ 
Thực nghiệm đo đạc tại đầu ra với các đối 
tượng đèn khác nhau khi điều chỉnh biến 
trở giảm dần từ mức cực đại về cực tiểu, 
cụ thể là bóng sợi đốt (25 W/220 V, Rạng 
Đông), bóng huỳnh quang (18 W/0,6 m, 
Philips) chấn lưu sắt từ. Kết quả điều 
khiển công suất với bóng sợi đốt và bóng 
huỳnh quang chấn lưu sắt từ được chỉ ra 
trong hình 6, 7 tương ứng. 
Hình 6. Điện áp trên đèn sợi đốt 
Với bóng sợi đốt, khi điều chỉnh biến trở 
giảm từ mức cực đại về cực tiểu thì 
khoảng dẫn dòng chạy qua đèn trong mỗi 
nửa chu kì hình sin cũng giảm theo (từ 
10 ms về 0 ms) đồng thời độ sáng của 
Nguồn cách ly 
C1 
C2 
0V 
PWM Vge 
Rg 
Rg 
Vce 
Cge 
IGBT 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
42 Số 22 
bóng giảm từ tối đa về 0. Đèn tắt hẳn khi 
biến trở về 0. 
Với bóng huỳnh quang chấn lưu sắt từ, 
khi điều chỉnh biến trở giảm từ cực đại về 
cực tiểu, cường độ ánh sáng của đèn cũng 
giảm dần. Đèn bắt đầu tắt hẳn khi khoảng 
dẫn trong mỗi nửa chu kỳ hình sin nhỏ 
hơn 4 ms. Ngay sau mỗi thời điểm đóng 
IGBT ở mỗi nửa chu kì luôn xuất hiện 
một xung ngược rất lớn, IGBT nóng rất 
nhanh và hỏng ngay sau lần đầu sử dụng. 
Đồng thời nhiễu điện từ sinh ra rất lớn 
thậm chí phát ra cả tiếng ồn (hình 7). 
Hình 7. Điện áp trên đèn huỳnh quang chấn lưu 
sắt từ khi điều chỉnh biến trở giảm dần 
Từ đó nghiên cứu đề xuất phương pháp 
triệt tiêu xung ngược và cải thiện dải điều 
chỉnh khoảng dẫn, từ đó mở rộng hơn dải 
điều chỉnh cường độ sáng của đèn huỳnh 
quang so với nghiên cứu cũ. 
4. PHƯƠNG ÁN GIẢI QUYẾT VẤN ĐỀ 
Qua kết quả thu được ở phương pháp cũ 
ta thấy có sự xuất hiện của xung điện áp 
ngược với biên độ rất lớn, tạo nên hiện 
tượng “đánh thủng thác lũ” làm hỏng 
IGBT [7]. 
Trong hình 7 ta thu được dạng tín hiệu 
sau khi IGBT đóng lại là một dao động tắt 
dần có tần số hài bậc cao và biên độ tắt 
dần. Dao động này sinh ra là do bản chất 
của thiết bị chiếu sáng của đèn huỳnh 
quang là một mạch RLC nối tiếp như hình 
8, trong đó thành phần L là chấn lưu sắt từ 
cuộn dây, R là điện trở bóng đèn sau khi 
đèn đã sáng và C là thành phần dung dung 
kháng trong bóng đèn. Mạch tạo thành 
một dao động điều hòa cho dòng điện và 
cộng hưởng giống như mạch LC và điện 
trở R tải sẽ làm tắt dần dao động khi tắt 
IGBT. 
Hình 8. Mạch điện đèn huỳnh quang sử dụng 
chấn lưu sắt từ 
Trong mạch này các thành phần điện trở, 
cuộn cảm và tụ điện được mắc nối tiếp 
với nhau và nối vào nguồn điện áp xoay 
chiều. 
Đối với mạch RLC mắc nối tiếp, thì 2 đại 
lượng quan trọng là: 
2
R
L
 và
0
1
LC
 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
Số 22 43 
Trong đó α gọi là tần số neper là đại 
lượng đặc trưng cho tốc độ tắt của dao 
động trong mạch nếu nguồn cấp không 
còn. Gọi là tần số neper vì nó có đơn vị là 
neper/giây (Np/s), neper là đơn vị của suy 
giảm. ω0 là tần số góc cộng hưởng. 
Một thông số hữu ích nữa là hệ số suy 
giảm, ζ được định nghĩa là tỷ số của 2 đại 
lượng này: 
0

 
Đối với mạch RLC mắc nối tiếp, thì hệ số 
suy giảm như sau:
2
R C
L
 
Giá trị của hệ số suy giảm xác định kiểu 
tắt dao động của mạch. 
Hình 9. Đáp ứng tắt dần của mạch điện RLC 
nối tiếp 
Hình 9 là giản đồ xung biểu diễn đáp ứng 
dưới tắt dần và xung tắt dần của một 
mạch RLC nối tiếp. Đáp ứng tắt dần tới 
hạn là đường cong đỏ đậm. Với L = 1, 
C = 1 và ω0=1. 
Để triệt tiêu dao động tắt dần này nghiên 
cứu đã sử dụng một tụ điện gốm mắc song 
song với tải đèn. Qua đó, chuyển đổi 
mạch điện của tải đèn từ mạch RLC nối 
tiếp thành một mạch RLC song song. 
Hình 10. Mạch điện RLC song song 
Tổng dẫn phức của mạch RLC song song 
là tổng độ dẫn nạp của các thành phần: 
1 1 1 1 1 1
L C R
j C
Z Z Z Z j L R


Sự thay đổi từ mạch nối tiếp sang mạch 
song song dẫn đến trong mạch xuất hiện 
một trở kháng cực đại lúc cộng hưởng 
chứ không phải là cực tiểu, do đó mạch 
chống lại sự cộng hưởng. 
Hình 11. Vị trí cắt biên sau làm đèn tắt 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
44 Số 22 
Vấn đề thứ hai cần giải quyết là khi điều 
chỉnh biến trở để khoảng dẫn về 4 ms thì 
đèn tắt, làm cho dải điều chỉnh công suất 
của đèn bị giới hạn (hình 11). 
Hình 12. Lưu đồ thuật toán mới thực hiện đóng cắt 50 lần trên một nửa chu kỳ 
Hình 13. Kết quả dạng tín hiệu điều khiển 
và điện áp ra mô phỏng với tụ 100 nF 
mắc song song với tải 
Nguyên nhân là do biên độ điện áp quá 
thấp. Để tăng dải điều chỉnh công suất 
cho phương pháp cắt biên sau nghiên cứu 
đề xuất cải tiến thuật toán cắt pha từ một 
lần chuyển sang nhiều lần và mức công 
suất điều chỉnh sẽ dựa trên phương pháp 
điều chế độ rộng xung PWM (hình 12). 
Nghiên cứu thực hiện mô phỏng đóng cắt 
10 lần với mức điều chỉnh công suất 50% 
trên phần mềm mô phỏng cho kết quả ở 
hình 13. 
Kết quả đo đạc thực tế trên phần cứng đã 
cải tiến với tụ 1uF mắc song song ở đầu ra 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
Số 22 45 
và mức công suất điều chỉnh 30% thể hiện 
trong hình 14. 
Hình 14. Kết quả dạng tín hiệu điện áp ra 
trên tải đèn huỳnh quang 
Hình 15. Dạng tín hiệu điều khiển đo trên cực G 
của IGBT khi sử dụng oscilloscope 100 MHz 
5. KẾT LUẬN 
Như vậy phương pháp điều chỉnh mức 
sáng cải tiến dựa trên cắt mức năng lượng 
biên sau đã sử dụng được cho bóng đèn 
huỳnh quang chấn lưu sắt từ. Phương 
pháp này đã loại bỏ được xung điện áp 
ngược với biên độ rất lớn là nguyên nhân 
làm nóng IGBT rất nhanh và hỏng sau 
một thời gian ngắn sử dụng. 
Nghiên cứu cũng đã mở rộng được dải 
điều chỉnh cường độ ánh sáng hay công 
suất tiêu thụ đối với bóng đèn huỳnh 
quang chấn lưu sắt từ bằng giải thuật điều 
khiển mới cho phép điều chỉnh công suất 
tiêu thụ của bóng đèn huỳnh quang từ 
mức năng lượng bằng 0 trở đi chứ không 
còn mức 30% so với các phương pháp cũ. 
Kết quả giải thuật đã thực hiện đúng yêu 
cầu của nghiên cứu đề ra khi áp dụng 
trên chương trình của vi điều khiển 
ATMEG16. Mạch điện thực tế chạy tốt 
cho kết quả đo đạc giống như đã mô 
phỏng trên phần mềm. 
Hướng nghiên cứu tiếp theo sẽ tích hợp 
giải pháp vào hệ thống tiết kiệm năng 
lượng trong chiếu sáng bằng đèn huỳnh 
quang. Giá trị điều khiển sẽ được tính 
toán dựa trên một số phương pháp điều 
khiển vòng kín như PID và fuzzy logic. 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
46 Số 22 
TÀI LIỆU THAM KHẢO 
[1] Y.C. Wu; G.-H. Chen. “TRIAC dimming electronic ballast for compact fluorescent lamps”. 
2011 International Conference on Electric Information and Control Engineering. DOI: 
10.1109/ICEICE.2011.5777142. 
[2] Nguyễn Phan Kiên, Nguyễn Mạnh Cường, Hoàng Anh Dũng, Trần Đức Hưng, Đỗ Chí Hiếu. “Nghiên 
cứu tác động của phương pháp điều chỉnh mức sáng dựa trên cắt mức năng lượng biên sau lên đối 
tượng đèn sợi đốt, đèn huỳnh quang và đèn compact” - REV- ECIT 2015. 
[3] Ankita Gupta, R.T. An Efficient Approach to Zero Crossing Detection Based On. Journal of 
Engineering Research and Applications , 3 (5), 834-838. (2013). 
[4] Chen, Runruo & Peng, Fang. (2014). A high-performance resonant gate-drive circuit for MOSFETs 
and IGBTs. Power Electronics, IEEE Transactions on. 29. 4366-4373. 10.1109/TPEL.2013.2284836. 
[5] Baharom, R & Khairul Safuan, Muhammad & Seroji, M.N. & Mohd Salleh, Mohd Khairul. (2015). 
Development of a gate drive with overcurrent protection circuit using IR2110 for fast switching 
halfbridge converter. 10. 17463-17467. 
[6] Chen, J & Ng, W. (2017). Design trends in smart gate driver ICs for power MOSFETs and IGBTs. 
112-115. 10.1109/ASICON.2017.8252424. 
[7] Ivanovich Smirnov, Vitaliy & Sergeev, Vjacheslav & Anatolievich Gavrikov, Andrey & Mihailovich 
Shorin, Anton. (2017). Thermal Impedance Meter for Power mosfet and IGBT Transistors. IEEE 
Transactions on Power Electronics. PP. 1-1. 10.1109/TPEL.2017.2740961 
Giới thiệu tác giả: 
Tác giả Nguyễn Phan Kiên tốt nghiệp đại học tại Trường Đại học Bách khoa Hà Nội 
năm 1999; nhận bằng Thạc sĩ chuyên ngành điện tử viễn thông năm 2002, bằng 
Tiến sĩ năm 2005 tại Viện Công nghệ Shibaura, Tokyo, Nhật Bản. Hiện nay tác giả 
là giảng viên Bộ môn Công nghệ điện tử và Kỹ thuật y sinh, Viện Điện tử viễn 
thông, Trường Đại học Bách khoa Hà Nội. 
Lĩnh vực nghiên cứu: cơ sinh, điện sinh học cấp độ mô, điện tử ứng dụng và thiết bị 
y tế. 
Tác giả Hoàng Anh Dũng tốt nghiệp đại học năm 2004 tại Trường Đại học Bách 
khoa Hà Nội; nhận bằng Thạc sĩ chuyên ngành kỹ thuật điện tử năm 2007. Hiện 
nay tác giả là giảng viên Khoa Công nghệ điện tử - thông tin, Trường Đại học Mở 
Hà Nội. 
Lĩnh vực nghiên cứu: kỹ thuật điện tử, điện tử viễn thông. 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
Số 22 47 
Tác giả Nguyễn Mạnh Cường tốt nghiệp đại học ngành điện tử viễn thông năm 
2000 tại Học viện Kỹ thuật quân sự; nhận bằng Tiến sĩ năm 2010 tại Đại học Tổng 
hợp miền nam Nga. Hiện nay tác giả là giảng viên, chủ nhiệm Bộ môn Điện tử Y 
sinh, Học viện Kỹ thuật quân sự. 
Lĩnh vực nghiên cứu: tự động hóa các quá trình công nghệ, xử lý tín hiệu y sinh. 
Tác giả Vũ Duy Thuận tốt nghiệp đại học ngành đo lường và tin học công nghiệp, 
nhận bằng Thạc sĩ ngành tự động hóa tại Trường Đại học Bách khoa Hà Nội năm 
2004 và 2008, nhận bằng Tiến sĩ ngành điều khiển và tự động hóa tại Viện Hàn 
lâm Khoa học và Công nghệ Việt Nam năm 2018. Hiện nay tác giả là giảng viên 
Trường Đại học Điện lực. 
Lĩnh vực nghiên cứu: điều khiển và tự động hóa, lập trình điều khiển. 
 . 
TẠP CHÍ KHOA HỌC VÀ CÔNG NGHỆ NĂNG LƯỢNG - TRƯỜNG ĐẠI HỌC ĐIỆN LỰC 
(ISSN: 1859 - 4557) 
48 Số 22