Nghịch lưu đa mức

ĩa với việc mạch nghịch lưu 
cần có số van lớn hơn {6.(n-1) với n là số mức nghịch lưu} nhưng tổng công suất tổn hao trên các 
van lại ít hơn là do mạch càng nhiều van thì điện áp đặt lên mỗi linh kiện giảm và thời gian đóng 
mở của mỗi linh kiện cũng ít hơn. 
Các nghịch lưu đa mức được điều chế theo các phương pháp khác nhau, phổ biến là hai 
phương pháp: điều chế độ rộng xung đa mức (Muti-level pusle width modulation - PWM) và điều 
chế vectơ không gian đa mức. Cả hai phương pháp trên được sử dụng để điều khiển đóng/cắt các 
van bán dẫn của mạch nghịch lưu theo một quy tắc nhất định. Tín hiệu vào bộ điều chế là các đại 
lượng mà thuật toán điều chế yêu cầu (dòng điện tải, điện áp tải, tốc độ, mô men động cơ,) và tín 
hiệu ra là các xung điều khiển van bán dẫn được đưa tới mạch lực của nghịch lưu. 
Phụ thuộc vào cấu trúc của mạch nghịch lưu, sẽ có các sơ đồ nghịch lưu khác nhau. 
2. Các cấu trúc mạch lực của nghịch lưu đa mức 
2.1. Cấu trúc mạch lực nghịch lưu đa mức kiểu điôt kẹp (Neutral Point Clamped Multilevel 
Inverter - NPC) 
Nghịch lưu điôt kẹp cung cấp nhiều 
mức điện áp khác nhau dựa trên điện áp của 
dãy các tụ điện mắc nối tiếp. Số mức điện áp 
nghịch lưu tỉ lệ thuận với số tụ nối tiếp với 
nhau trong một dãy tụ [1]. Ban đầu người ta 
đưa ra một sơ đồ nghịch lưu ba mức với hai tụ 
điện ở mạch DC. Vì có hai tụ điện mắc nối tiếp 
nên có thêm một mức điện áp được thêm vào là 
½Vdc ngoài hai mức điện áp 0 và Vdc, thực hiện 
bằng cách kích mở các van bán dẫn nối điểm 
giữa của mạch DC (hay là điểm nối các tụ điện) 
với tải hoặc nối các điểm này vào các pha 
thông qua các điôt. Có thể nhận thấy rằng khi 
các van bán dẫn tại các điểm kẹp tương ứng 
được kích mở thì điểm này được nối vào đầu 
ra, điện áp trong pha đó là điện áp của dãy tụ 
điện tương ứng. Vì điểm trung tính được nối 
vào các van bán dẫn thông qua các điôt nên 
xuất hiện thuật ngữ NPC. Tuy nhiên sự tăng 
dần của số mức nghịch lưu đồng nghĩa với sự 
tăng dần số lượng tụ điện và các điểm nối các 
tụ (hay điểm trung tính) vì vậy thường dùng 
thuật ngữ MPC (Multiple Point Clamped - 
Nhiều điểm kẹp (bám)) để chỉ bộ nghịch lưu 
dạng này (hình 3). 
Hình 3. Cấu trúc tổng quát của nghịch lưu 
kiểu điôt kẹp 
 Phương pháp điều chế chung: cần xác định thời gian đóng mở các van của mỗi pha. Chi tiết 
hơn, thời gian đóng mở được mô tả bởi biểu thức: 
THE INTERNATIONAL CONFERENCE ON MARINE SCIENCE AND TECHNOLOGY 2016 
HỘI NGHỊ QUỐC TẾ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ HÀNG HẢI 2016 381 
𝑇𝑎𝑖 = 1 với 𝑠𝑎 ≥ 𝑖 (1) 
 𝑇𝑎𝑖 = 0 với 𝑠𝑎 < 𝑖 
 Quan hệ giữa 𝑠𝑎 và 𝑇𝑎𝑖 được biểu diễn bởi công thức: 
 𝑠𝑎 = ∑ 𝑇𝑎𝑖
𝑛−1
𝑖=1 (2) 
Trong đó: n là số mức nghịch lưu. 
 Quan hệ giữa 𝑠𝑖 và 𝑣𝑖𝑔 được biểu diễn bởi công thức: 
 𝑣𝑖𝑔 =
𝑣𝑑𝑐
𝑛−1
𝑠𝑖 (3) 
 Trong đó: i = a, b, c 
 Khi một van bán dẫn được kích mở, biểu thức chung của điện áp pha - tâm nguồn DC và 
thành phần pha a của dòng một chiều có thể viết như sau: 
 𝑣𝑎𝑔 = ∑ 𝑇𝑎𝑖𝑣𝑐𝑖
𝑛−1
𝑖=1 (4) 
𝑖𝑎𝑑𝑐𝑖 = |𝑇𝑎(𝑖+1) − 𝑇𝑎𝑖|. 𝑖𝑎𝑠 khi i = 1, 2,, (n-2) (5) 
 Hai biểu thức (3) và (4) được dùng để lập trình mô phỏng nghịch lưu đa mức. Nó cho phép 
mô phỏng được cả sự thay đổi áp tụ. Trong trường hợp cần chính xác phải tính đến tổn hao trên các 
van và điôt. Nếu bỏ qua điện áp rơi trên điôt kẹp thì biểu thức điện áp cho một van bán dẫn được 
viết như sau: 
𝑣𝑇𝑎𝑖 = (1 − 𝑇𝑎𝑖)𝑣𝑐𝑖 + 𝑇𝑎𝑖[𝐼𝑎𝑣𝑠𝑤 − (1 − 𝐼𝑎)𝑣𝑑] (6) 
 Trong đó 𝑣𝑠𝑤 và 𝑣𝑑 là điện áp rơi tương ứng của van và điôt trong khi dẫn và 𝐼𝑎 là đại lượng 
phản ánh chiều của dòng điện pha a, giá trị của nó được chỉ ra trong biểu thức (7): 
 𝐼𝑎 = 1 với 𝑖𝑎𝑠 ≥ 0 (7) 
𝐼𝑎 = 0 với 𝑖𝑎𝑠 < 0 
Điện áp pha được xác định theo biểu thức (8): 
 vag = ∑ Tai
n−1
i=1 [vTai − Iavsw + (1 − Ia)vd] (8) 
Dòng điện van được xác định theo biểu thức (9): 
𝑖𝑇𝑎𝑖 = 𝑇𝑎𝑖𝐼𝑎𝑖𝑎𝑠 (9) 
 Dòng điện 𝑖𝑑𝑐𝑖 tại các điểm nút được xác định theo biểu thức (10): 
 𝑖𝑑𝑐𝑖 = [𝑇𝑎𝑖 − 𝑇𝑎(𝑖−1)]𝑖𝑎𝑠 (10) 
2.2. Cấu trúc mạch lực nghịch lưu đa mức kiểu tụ kẹp (Flying Capacitor Multilevel Inverter - 
FLC) 
Cấu trúc bộ nghịch lưu đa mức nguồn áp dùng tụ kẹp được giới thiệu bởi Meynard và Foch 
[2] để thay thế cho nghịch lưu đa mức dùng diode kẹp dựa vào những thuận lợi của kiểu cấu tạo 
này. Cấu trúc tổng quát của nghịch lưu dùng tụ kẹp được chỉ ra trên hình 4. Ý tưởng của cấu trúc 
điôt kẹp là tăng số mức điện áp bằng dãy tụ nối tiếp thông qua điôt kẹp để đưa vào tải còn ý tưởng 
của cấu trúc dùng tụ kẹp này là thay thế mỗi cặp điôt kẹp bằng tụ điện kẹp. Mỗi tụ kẹp được nạp 
đến một nửa của điện áp DC và có thể được nối vào các pha để cộng hoặc trừ điện áp một cách trực 
tiếp. Tức là, điện áp đầu ra sẽ là kết hợp của các tụ điện được mắc nối tiếp trên sơ đồ. 
2.3. Cấu trúc mạch lực nghịch lưu dùng cầu H nối tầng (Cascade H-Bridge Multilevel 
Inverter - CHB) 
Được đề xuất vào năm 1975 [1], tuy nhiên gần đây mới được bổ sung và hoàn thiện. Ý 
tưởng của kiểu cấu trúc này đó là mắc nối tiếp nhiều cell trên một nhánh pha tải, trong đó mỗi cell 
là một mạch nghịch lưu cầu 1 pha với 1 nguồn DC riêng bằng nhau và được cách ly với nhau: Vdc1 
= Vdc2 =  = Vdcn = V. Như vậy tự bản thân mỗi cell đã là một mạch nghịch lưu nhiều mức. Cụ thể 
bằng cách kích mở hợp lý các linh kiện trong mỗi bộ nghịch lưu một pha sẽ tạo thành ba mức điện 
áp (-V, 0, V) trên mỗi cell. 
THE INTERNATIONAL CONFERENCE ON MARINE SCIENCE AND TECHNOLOGY 2016 
HỘI NGHỊ QUỐC TẾ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ HÀNG HẢI 2016 382 
Hình 4. Sơ đồ nghịch lưu n mức 
dùng tụ kẹp 
Hình 5. Sơ đồ nghịch lưu năm mức cầu H 
nối tầng hai cell 
Sự kết hợp hoạt động của n bộ nghịch lưu áp trên một nhánh pha tải sẽ tạo nên n khả năng 
mức điện áp theo chiều âm (-V, -2V,, -nV), n khả năng mức điện áp theo chiều dương (V, 2V,, 
nV) và mức điện áp 0. Như vậy, bộ nghịch lưu áp dạng cascade gồm n bộ nghịch lưu áp một pha 
trên mỗi nhánh sẽ tạo thành bộ nghịch lưu (2n+1) mức [2]. Để mạch hoạt động được thì trạng thái 
đóng/cắt các van bán dẫn trong một nhánh pha phải thoả mãn điều kiện đóng/cắt đối nghịch. 
3. Phương pháp điều khiển nghịch lưu đa mức 
3.1. Phương pháp điều chế SPWM 
Phương pháp còn có tên Subharmonic PWM (SH-PWM), hay Multi carrier based PWM [3]. 
Ý tưởng của phương pháp sin PWM là so sánh một số sóng mang (dạng tam giác) và một tín hiệu 
điều khiển (dạng sin) để tạo giản đồ kích mở các linh kiện trong cùng một pha tải. Về nguyên lý, 
phương pháp được thực hiện dựa vào kỹ thuật analog. 
- Sóng mang 𝑢𝑝 (carrier signal) tần số cao, có thể ở dạng tam giác. Tuy nhiên, tần số 
đóng/cắt cao làm tổn hao phát sinh do quá trình đóng/cắt các van bán dẫn tăng theo. Ngoài ra, các 
linh kiện còn có thời gian ton và toff nhất định, các yếu tố này làm hạn chế việc chọn tần số sóng 
mang; 
- Sóng điều khiển 𝑢𝑟 (reference signal) hoặc sóng điều chế (modulating signal) dạng sin. 
Tuỳ theo việc sắp xếp các van bán dẫn, các van sẽ được kích đóng khi sóng điều khiển lớn 
hơn sóng mang (𝑢𝑟 > 𝑢𝑝). Trong trường hợp ngược lại, các van đối nghịch được kích đóng (hình 
6). 
Khi tần số sóng mang càng cao, lượng sóng hài bậc cao xuất hiện trong dạng điện áp và 
dòng tải bị khử càng nhiều. 
Tỉ số điều chế tần số (frequency modulation ratio) 𝑚𝑓 được xác định theo biểu thức (11): 
𝑚𝑓 =
𝑓𝑐𝑎𝑟𝑟𝑖𝑒𝑟
𝑓𝑟𝑒𝑓𝑒𝑟𝑒𝑛𝑐𝑒
=
𝑓𝑚
𝑓𝑐
 (11) 
Việc tăng giá trị mf sẽ dẫn đến việc tăng giá trị tần số các sóng hài xuất hiện. Nhược điểm 
của việc tăng tần số sóng mang là gây nên tổn hao lớn do số lần đóng/cắt lớn. Tỉ số điều chế biên 
độ (amplitude modulation ratio) ma được xác định theo biểu thức (12): 
𝑚𝑎 =
𝑈𝑚−𝑟𝑒𝑓𝑒𝑟𝑒𝑛𝑐𝑒
𝑈𝑚−𝑐𝑎𝑟𝑟𝑖𝑒𝑟
=
𝐴𝑚
(𝑛−1)𝐴𝑐
 (12) 
THE INTERNATIONAL CONFERENCE ON MARINE SCIENCE AND TECHNOLOGY 2016 
HỘI NGHỊ QUỐC TẾ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ HÀNG HẢI 2016 383 
Hình 6. Nguyên lý tạo xung của kỹ thuật 
PWM 
Hình 7. Quan hệ giữa biên độ sóng mang 
và sóng điều khiển 
Trong trường hợp 𝑚𝑎 ≤ 1 (biên độ sóng sin nhỏ hơn tổng biên độ sóng mang) thì quan hệ 
giữa thành phần cơ bản của điện áp ra và điện áp điều khiển là tuyến tính. Trong trường hợp giá trị 
𝑚𝑎 > 1, biên độ tín hiệu điều chế lớn hơn tổng biên độ sóng mang thì biên độ hài cơ bản của điện 
áp ra tăng không tuyến tính theo 𝑚𝑎. Khi đó bắt đầu xuất hiện lượng sóng hài bậc cao tăng dần cho 
đến khi đạt ở mức giới hạn cho bởi phương pháp sáu bước. 
Phương pháp SPWM đạt được chỉ số điều chế lớn nhất trong vùng tuyến tính khi biên độ 
sóng điều chế bằng tổng biên độ sóng mang: 
 𝑚𝑆𝑃𝑊𝑀 𝑚𝑎𝑥 =
𝑈(1)𝑚
𝑈(1)𝑚−𝑠𝑖𝑥𝑠𝑡𝑒𝑝
=
𝑉𝑑𝑐/2
2
𝜋
𝑉𝑑𝑐
=
𝜋
4
= 0.785 (13) 
Trong đó Vdc là tổng điện áp các nguồn DC. 
Việc đánh giá chất lượng sóng hài xuất hiện trong điện áp tải có thể được thực hiện bằng 
phân tích chuỗi Fourier. Ở đây, chu kỳ lấy tích phân Fourier được chia thành nhiều khoảng nhỏ, với 
cận lấy từng tích phân của từng khoảng được xác định từ các giao điểm của sóng điều khiển và 
sóng mang dạng tam giác. 
3.2. Phương pháp điều chế vector không gian 
Phương pháp điều chế vector không gian, xuất phát từ những ứng dụng của vector không 
gian trong máy điện xoay chiều, sau đó được mở rộng triển khai trong các hệ thống điện ba pha. 
Phương pháp điều chế vector không gian và các dạng cải biến của nó có tính hiện đại, giải thuật chủ 
yếu dựa vào kỹ thuật số và là phương pháp được sử dụng phổ biến nhất hiện nay trong lĩnh vực 
điện tử công suất liên quan đến điều khiển các đại lượng xoay chiều ba pha như điều khiển truyền 
động điện xoay chiều, điều khiển các mạch lọc tích cực, điều khiển các thiết bị công suất trên hệ 
thống truyền tải điện [4]. 
Ý tưởng của phương pháp điều chế vector không gian là tạo nên sự dịch chuyển liên tục của 
vector không gian tương đương trên quĩ đạo đường tròn của véc-tơ điện áp bộ nghịch lưu, tương tự 
như trường hợp vector không gian của đại lượng sin ba pha tạo được. Với sự dịch chuyển đều đặn 
của vector không gian trên quỹ đạo tròn, các sóng hài bậc cao được loại bỏ và quan hệ giữa tín hiệu 
điều khiển và biên độ áp ra trở nên tuyến tính. Vector tương đương ở đây chính là vector trung bình 
trong thời gian một chu kì lấy mẫu Ts của quá trình điều khiển bộ nghịch lưu áp. Nguyên lý điều 
chế vector không gian đối với bộ nghịch lưu áp đa mức được thực hiện tương tự như ở nghịch lưu 
hai mức. 
Kỹ thuật điều chế SVM được thực hiện qua các bước cơ bản sau: 
Bước 1: Xác định giản đồ vector không gian và vị trí vector trung bình: 
Bước này xác định được số trạng thái chuyển mạch và số vector độc lập do các trạng thái 
chuyển mạch tạo ra. Biểu diễn hình học các vector chuyển mạch như sau: các vector chuyển mạch 
chia mặt phẳng ra thành những góc phần sáu (sector) bằng nhau được đánh số từ I đến VI. Mỗi góc 
THE INTERNATIONAL CONFERENCE ON MARINE SCIENCE AND TECHNOLOGY 2016 
HỘI NGHỊ QUỐC TẾ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ HÀNG HẢI 2016 384 
phần sáu lại được chia thành các vùng (region) tam giác nhỏ hơn bằng việc nối các đỉnh của các 
vector nhỏ hơn. 
Bước 2: Xác định thời gian đóng/cắt để tạo thành vector �⃗� 𝑟𝑒𝑓 
Có được biểu diễn hình học của các vector không gian, tiếp theo tiến hành xác định thời 
gian chuyển mạch để tạo thành các vecto �⃗� 𝑟𝑒𝑓 quay liên tục quanh gốc toạ độ. Nguyên lý để tạo nên 
vector �⃗� 𝑟𝑒𝑓 là sử dụng các vector lân cận nó để làm vector cơ sở. Sau đó thực hiện các vector cơ sở 
trong những khoảng thời gian nhất định để vector tổng bằng đúng vector �⃗� 𝑟𝑒𝑓 [5]. 
Hình 8. Không gian vector của 
nghịch lưu ba pha ba mức NPC 
Hình 9. Minh họa chuyển động của vector 
quay giữa hai góc phần sáu 
Bước 3: Xác định trình tự chuyển mạch cho mỗi van bán dẫn 
Trình tự và thời gian tác động của các van bán dẫn tương ứng với trạng thái các vectơ phải 
đảm bảo các nguyên tắc sau đây: 
- Thời gian tác động: Ts = Ta + Tb + Tc trong đó Ts là chu kỳ điều chế; 
- Sự chuyển mạch giữa hai trạng thái liên tiếp là nhỏ nhất, nghĩa là mỗi lần chuyển mạch chỉ 
có một van bán dẫn thay đổi trạng thái; 
- Trong một chu kỳ điều chế, trên một pha của nghịch lưu chỉ có hai van bán dẫn đóng và 
hai van bán dẫn ngắt. Giả thiết rằng sự chuyển tiếp của vectơ trung bình �⃗� 𝑟𝑒𝑓 từ vùng này sang 
vùng khác không phụ thuộc vào các van bán dẫn, tần số đóng/cắt của van bán dẫn có giá trị bằng 
một nửa tần số điều chế: 
fmod = 0,5.fs = 0,5/Ts (14) 
Trên cơ sở đó xây dựng được giản đồ các trạng thái chuyển mạch khi vector �⃗� 𝑟𝑒𝑓 di chuyển 
qua vùng của các sector. 
Phương pháp điều chế vector không gian cho phép điều khiển tuyến tính tốt, hiệu quả cao, 
điều này là cần thiết cho các hệ tự động điều khiển. Tuy nhiên, phương pháp này vẫn còn tồn tại 
một số hạn chế như: đòi hỏi bộ vi xử lý có khả năng tính toán cao, bộ nhớ lớn, việc tính toán càng 
phức tạp khi số mức của bộ nghịch lưu tăng lên, lập trình giải thuật khá phức tạp,... 
THE INTERNATIONAL CONFERENCE ON MARINE SCIENCE AND TECHNOLOGY 2016 
HỘI NGHỊ QUỐC TẾ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ HÀNG HẢI 2016 385 
Hình 10. Mô tả các trạng thái chuyển mạch khi Vref di chuyển qua các vùng của sector I 
4. Mô phỏng 
Sơ đồ nghịch lưu ba mức NPC được mô phỏng với phương pháp điều khiển SPWM. Quá 
trình mô phỏng được thực hiện trên Matlab & Simulink. Thông số mô phỏng: Vdc = 100V; điện trở: 
R1 = R2 = 1; tụ điện C1 = C2 = 2200uF. Kết quả nhận được từ quá trình mô phỏng được chỉ ra 
trong các hình 11, 12, 13 và 14. 
a) 
b) 
Hình 11. a) Tín hiệu sóng mang; b) Tín hiệu điều khiển cụm van trên, pha A 
a) 
b) 
Hình 12. a) Sector; b) Góc đồng bộ 
a) 
b) 
THE INTERNATIONAL CONFERENCE ON MARINE SCIENCE AND TECHNOLOGY 2016 
HỘI NGHỊ QUỐC TẾ KHOA HỌC CÔNG NGHỆ HÀNG HẢI 2016 386 
c) 
Hình 13. Tải RL, R = 1, L = 1mH 
a) Điện áp pha; 
b) Điện áp dây; 
c) Dòng điện dây. 
a) 
b) 
c) 
Hình 14. Tải RL, R = 1, L =5mH 
a) Điện áp pha; 
b) Điện áp dây; 
c) Dòng điện dây. 
Nhận xét: 
- Dạng điện áp ra và dòng điện vẫn giữ được dạng sin trong các trường hợp giá trị tải thay 
đổi; 
- Độ lớn điện cảm ảnh hưởng tới độ méo điện áp ra. 
Kết luận 
Phương pháp SPWM đơn giản và là phương pháp kinh điển trong điều khiển các bộ biến đổi 
công suất, tuy nhiên phương pháp này gây ra nhiều sóng hài bậc cao, ảnh hưởng tới chất lượng điều 
khiển. Ưu điểm của phương pháp này là dễ dàng mở rộng số mức của bộ nghịch lưu. 
Tài liệu tham khảo 
[1]. Dr. Keith Corzine. Operation and Design of Multilevel Inverters. Developed for the Office 
of Naval Research, University of Missouri - Rolla. (2003). 
[2]. Nguyễn Văn Phục. Kỹ thuật PWM sóng mang cho nghịch lưu đa bậc lai. Luận văn cao học, 
ĐHQG thành phố Hồ Chí Minh. (2006). 
[3]. Dr. Muhammad H.R. Power Electronics Handbook. University of Florida. USA. (2001). 
[4]. Nguyễn Văn Nhờ, Điện tử công suất 1. NXB Đại học Quốc gia TP. Hồ Chí Minh. (2005). 
[5]. Miłosz Mi´skiewicz, Arnstein Johannesen. A three-level space vector modulation strategy 
for two-level parallel inverters, Aalborg University. (2009).