Nghịch lưu 3 bậc hình T với khả năng chịu lỗi
Bài báo này trình bày hoạt động của bộ nghịch lưu quasi Z Source (qZS) hình T 3 bậc với
điều kiện hoạt động bình thường và lỗi khóa đóng ngắt hở mạch. Cấu hình này được kết hợp
bởi hai thành phần chính: mạng nguồn kháng (qZS) và nghịch lưu ba bậc hình T. Bên cạnh
những ưu điểm của nghịch lưu đa bậc nguồn áp, cấu hình này còn có khả năng khắc phục
hiện tượng trùng dẫn trong nghịch lưu đa bậc truyền thống. Ngoài ra, cấu hình này đảm bảo
duy trì tính ổn định cho hệ thống khi bất kỳ khóa đóng ngắt phía nghịch lưu hình T bị lỗi hở
mạch. Trong các phương pháp sửa lỗi hở mạch cho cấu hình nghịch lưu truyền thống, công
suất ngõ ra sẽ bị giảm. Tuy nhiên, nhược điểm này sẽ được khắc phục nhờ đặc tính tăng áp
của mạng qSZ. Các kết quả mô phỏng và thực nghiệm được trình bày để kiểm chứng giải
thuật điều khiển.
Trang 1
Trang 2
Trang 3
Trang 4
Trang 5
Trang 6
Trang 7
Trang 8
Tóm tắt nội dung tài liệu: Nghịch lưu 3 bậc hình T với khả năng chịu lỗi
c ghép với nhau để tạo ra điểm giữa (0). Điểm giữa này và hai ngõ ra của mạng qZS (P, N) sẽ cung cấp năng lượng cho mạch nghịch lưu 3 bậc hình T. Nghịch lưu 3 bậc hình T có cấu trúc gồm 3 nhánh (pha A, B, C). Mỗi nhánh của mạch nghịch lưu gồm 4 IGBT. Trong đó, một khóa hai chiều được cấu tạo bởi 2 IGBT mắc ngược chiều nhau và được trình bày như hình 1. 52 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh Với cấu trúc 3 bậc, nghịch lưu hình T có khả năng tạo ra 3 cấp điện áp trên ngõ ra bằng cách kích đóng khóa S1x (x = a, b, c) điện áp VXO sẽ đạt được giá trị +VPN/2. Điện áp VXO sẽ đạt giá trị 0 khi khóa S2x được kích đóng. Tương tự, điện áp VXO sẽ đạt giá trị – VPN/2 bằng cách kích đóng S3x. Giá trị điện áp VPN là kết quả của quá trình hoạt động của mạng nguồn kháng qZS và có thể phân tích bởi hai chế độ hoạt động chính của mạch đó là: chế độ ngắn mạch và không ngắn mạch như trình bày ở bảng 1 và hình 2. Gọi hệ số boost (độ lợi) của nghịch lưu 3 bậc là B. Để xác định B, chúng ta dựa vào hai trạng thái hoạt động của bộ nghịch lưu: Trạng thái ngắn mạch và trạng thái không ngắn mạch. Bảng 1. Các trạng thái hoạt động của mạch nghịch lưu Trạng thái Các khóa hoạt động Diode phân cực thuận Điện áp ngõ ra NST (hình 2a) S1x D1, D2 +VPN/2 S2x D1, D2 0 S3x D1, D2 -VPN/2 ST (hình 2b) S1x, S2x, S3x Không 0 NST: không ngắn mạch; ST ngắn mạch O L2L1 L3L4 C1 C4 C2 C3 P N D1 D2 O L2L1 L3L4 C1 C4 C2 C3 P N D1 D2 ViVi (a) (b) Hình 2. Nguyên lý hoạt động của 3L qZST2I. a) Trạng thái không ngắn mạch, b) trạng thái ngắn mạch Xét trạng thái không ngắn mạch như hình 2(a) các diode D1 và D2 phân cực thuận, hai tụ điện C2 và C3 được tích trữ năng lượng từ nguồn điện ngõ vào Vi và điện áp của hai cuộn dây L1 và L4. Trong khi đó tụ điện C1 và C4 tích trữ năng lượng từ cuộn dây L2 và L3. Khoảng thời gian của trạng thái này là (1-D)T: { 𝑉𝑖 = 𝑉𝐿1 + 𝑉𝐿4 + 𝑉𝐶2 + 𝑉𝐶3 𝑉𝐿2 = −𝑉𝐶1 𝑉𝐿3 = −𝑉𝐶4 (1) Xét trạng thái ngắn mạch như hình 2(b) các khóa đóng ngắt của nghịch lưu (S1x,2x,3x) được kích đóng đồng thời làm cho các diode D1 và D2 phân cực ngược. Trong khi đó, nguồn điện ngõ vào Vi và hai tụ điện C2 và C3 cung cấp năng lượng cho hai cuộn dây L2 và L3. Khoảng thời gian của trạng thái ngắn mạch là DT: { 𝑉𝑖 = 𝑉𝐿1 + 𝑉𝐿4 − 𝑉𝐶1 − 𝑉𝐶4 𝑉𝐿2 = 𝑉𝐶2 𝑉𝐿3 = 𝑉𝐶3 (2) Áp dụng phương pháp cân bằng điện áp trên cuộn dây cho (1) và (2) với thời gian ngắn mạch trong một chu kì sóng mang là DT và thời gian không ngắn mạch là (1 – D)T, có thể tính được điện áp trên các tụ điện như sau: { 𝑉𝐶1 = 𝑉𝐶4 = 𝑉𝑖. (1 − 𝐷) 2 − 4𝐷 𝑉𝐶2 = 𝑉𝐶3 = 𝑉𝑖. 𝐷 2 − 4𝐷 (3) Từ các giá trị điện áp trên tụ được tính bởi phương trình (3), dễ dàng tính được độ lợi điện áp (B) giữa VPN và Vi như sau: 𝐵 = 1 1 − 2𝐷 (4) Trong đó: D = 𝑇𝑆𝑇 T : tỉ số ngắn mạch trong mỗi chu kì. 3. GIẢI THUẬT ĐIỀU KHIỂN Giải thuật điều khiển Sine Pulse Width Modulation (SPWM) được sử dụng để điều khiển cho nghịch lưu 3 bậc hình T. Ở đây, những tín hiệu kích các khóa bán dẫn cho mỗi pha được tạo ra bằng các so sánh tín hiệu tham chiếu dạng sine (sina) với sóng mang tần số cao (Vcar1, Vcar2). Để tạo ra trạng thái Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 53 ngắn mạch hai hằng số điện áp VST, VSTN được so sánh với hai tín hiệu sóng mang tần số cao (Vcar1, Vcar2) có góc pha lệch nhau 1800. Cụ thể, việc điều chế xung kích được mô tả như hình 3. vcar1 VST S1a S2a S3a ST 0 t 1 0 0 0 t t t t -1 0 T sina VSTN DT/2 DT/2 vcar2 Hình 3. Giải thuật điều khiển sin PWM cho pha-A. Ba tín hiệu điều khiển dạng sine có phương trình: { 𝑠𝑖𝑛𝑎 = 𝑚. sin(𝜔𝑡) 𝑠𝑖𝑛𝑏 = 𝑚. sin (𝜔𝑡 − 2𝜋 3 ) 𝑠𝑖𝑛𝑐 = 𝑚. sin (𝜔𝑡 + 2𝜋 3 ) (5) Trong đó: m là chỉ số điều chế (0 ≤ m ≤ 1). Tín hiệu sau khi được tạo ra sẽ được chèn trực tiếp vào tất cả các khóa của bộ nghịch lưu làm ngắn mạch ngõ ra của mạng Qzs với mục đích nạp năng lượng cho các cuộn dây tăng áp. Tổng thời gian tồn tại của tín hiệu ngắn mạch trong một chu kỳ sóng mang là DT với điều kiện sau: m + D ≤ 1 (6) 4. HOẠT ĐỘNG CỦA 3L qZST2I DƯỚI ĐIỀU KIỆN LỖI HỞ MẠCH Lỗi xảy ra với nghịch lưu 3 bậc hình T có thể là lỗi ngắn mạch và lỗi hở mạch theo tài liệu [16] khi lỗi ngắn mạch xảy ra, khóa ngắn mạch được cách ly và cấu hình nghịch lưu hoạt động giống như lỗi hở mạch. Vì thế, trong bài báo này nhóm nghiên cứu chỉ tập trung trình bày hai sự cố lỗi hở mạch đó là: lỗi hở mạch khóa S1a hoặc khóa S3a và lỗi hở mạch khóa S2a. Giải thuật khắc phục sự cố cho hai lỗi này có thể ứng dụng cho các khóa khác trong cấu trúc một cách tương tự. Xét trạng thái lỗi hở mạch khóa S1a (Hình 4). Khi lỗi xảy ra, điện áp VAO không thể đạt được giá trị +VPN/2. Do đó, dạng sóng ngõ ra của dòng điện và điện áp tại pha-A không đảm bảo được tính đối xứng. S1a S2a S1b S2b S3b S1c S2c S3c O L2L1 L3L4 Vi C1 C4 C2 C3 S3a P N G LcLbLa RcRbRa S1af S3af S2af G Cc Cb Ca S2bf S2cf S2x A B C Hình 4. Cấu hình của 3L qZST2I khi lỗi S1a. Như đã trình bày ở trên, phương pháp thay nhánh lỗi bằng nhánh dự phòng có cấu hình như hình 4. Nhánh dự phòng này bao gồm một khóa hai chiều và hai khóa một chiều. Khi S1a xảy ra lỗi, xung điều khiển của khóa S1af được kích đóng tương tự như xung điều khiển của khóa S1ađồng thời kích đóng khóa hai chiều S2a và S2af trong khi đó kích ngắt các khóa S1a và S3af. S1a S2a S1b S2b S3b S1c S2c S3c O L2L1 L3L4 Vi C1 C4 C2 C3 S3a P N G LcLbLa RcRbRa S1af S3af S2af G Cc Cb Ca S2bf S2cf S2x A B C Hình 5. Cấu hình của 3L qZST2I khi sửa lỗi S1a. Xét trạng thái lỗi S2a tại pha-A như trình bày ở hình 6. Dòng điện và điện áp ngõ ra sẽ không giữ được tính đối xứng như trình bày ở hình 8. Do lỗi này không thể thay thế bằng nhánh dự phòng, vì thế giải pháp phải thay đổi kỹ thuật điều chế là lựa chọn ưu tiên. Trong thời gian xảy ra lỗi S2a, xung điều khiển của S1a,3a sẽ được điều chế sao cho 54 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh pha-A hoạt động ở điều kiện 2 bậc trong khi pha-B và pha-C vẫn hoạt động ở điều kiện 3 bậc, đồng thời kích ngắt khóa S2a. S1a S2a S1b S2b S3b S1c S2c S3c O L2L1 L3L4 Vi C1 C4 C2 C3 S3a P N G LcLbLa RcRbRa S1af S3af S2af G Cc Cb Ca S2bf S2cf S2x A B C Hình 6. Cấu hình của 3L qZST2I khi lỗi S2a. 5. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC NGHIỆM 5.1 Kết quả mô phỏng Nhóm nghiên cứu tiến hành mô phỏng và thực nghiệm để xem khả năng chịu lỗi của nghịch lưu 3 pha 3 bậc hình T tải RL dưới sự hỗ trợ của phần mềm PSIM và mô hình thực tế với các thông số sau: Bảng 2. Các thông số mô phỏng và thực nghiệm của bộ nghịch lưu Thông số các thành phần Giá trị Điện áp ngõ vào Vdc 80 V Điện áp ngõ ra Vo 50 V Tần số ngõ ra fo 50 Hz Tần số sóng mang fs 5 kHz Tỉ số ngắn mạch D 0.3 Tỉ số điều chế M 0.7 Điện cảm L1 = L2 = L3 = L4 1mH/ 20 A Tụ điện C1 = C2 = C3 = C4 2200 F/400 V Mạch lọc LC Lf và Cf 3 mH và 10 F Tải trở Rt 40 Ω Hình 7. Kết quả mô phỏng dạng sóng dòng điện ngõ ra (IA, B, C), điện áp dây (VAB), điện áp pha (VAG), điện áp cực (VAO) trước và sau khi xảy ra lỗi S1a. Hình 8. Kết quả mô phỏng dạng sóng dòng điện ngõ ra (IA, B, C), điện áp pha (VAN), điện áp dây (VAB) và điện áp cực (VAO) trước và sau khi sửa lỗi S1a. Từ hình 7 chúng ta có thể thấy rằng, trước khi lỗi S1a xảy ra, dòng điện và điện áp cân bằng. Tuy nhiên, sau khi S1a xảy ra lỗi, dòng điện và điện áp bị mất cân bằng. Cụ thể như hình 6, dạng sóng dòng điện IA và điện Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 55 áp pha VAG đã mất đi bán kì dương, điện áp dây mất đi tính đối xứng và điện áp cực VAO không đạt được giá trị +VPN/2. Từ hình 8, sau khi sửa lỗi S1a bằng nhánh dự phòng, dòng tải pha-A (pha lỗi) phục hồi về trạng thái ban đầu. Biên độ của các mức điện áp cũng phục hồi sau khi sự cố xảy ra. Hình 9. Kết quả mô phỏng dạng sóng dòng điện ngõ ra (IA, B, C), điện áp pha (VAN), điện áp dây (VAB) và điện áp cực (VAO) trước và sau khi S2a lỗi. Hình 10. Kết quả mô phỏng dạng sóng dòng điện ngõ ra (IA, B, C), điện áp dây (VAB), điện áp pha (VAG), điện áp cực (VAO) trước và sau khi sửa lỗi S2a. Từ hình 9, kết quả mô phỏng khi công tắc hai chiều S2a bị sự cố lỗi hở mạch. Dòng điện tải bị biến dạng khi sự cố xảy ra. Tuy không nghiêm trọng như lỗi S1a nhưng chất lượng và công suất ngõ ra bị suy giảm đáng kể. Hình 10 cho thấy các dạng sóng được khôi phục như dạng sóng ban đầu sau khi áp dụng giải thuật thay đổi kỹ thuật điều chế đối với trường hợp lỗi S2a, như kết quả hình 10 có thể thấy rằng, sự biến dạng của dòng tải đã được khôi phục. 5.2 Kết quả thực nghiệm Hình 10. Kết quả thực nghiệm dạng sóng ngõ ra của dòng điện (IA, B, C) và điện áp pha (VAG) trước và sau khi sửa lỗi S1a. Hình 11. Kết quả thực nghiệm dạng sóng ngõ ra của dòng điện (IA, B, C) và điện áp pha (VAG) trước và sau khi sửa lỗi S2a. Hình 11 và 12 từ trên xuống dưới dòng điện ngõ ra (IA, B, C), điện áp pha ngõ ra VAG. Dòng điện ngõ ra là 1.3A, điện áp ngõ ra là 50V. So sánh với kết quả mô phỏng, kết quả thực nghiệm nhỏ hơn bởi vì kết quả thực IA=2A/div VAG=100V/div I A = 2A/div V AG = 100V/div t = 10ms/div 56 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh nghiệm bị tổn thất do điện áp rơi trên các phần tử công suất. Hình 11 và 12, sau khi áp dụng giải thuật chịu lỗi, các dạng sóng của dòng điện và điện áp đã được khôi phục như trạng thái hoạt động bình thường. 6 KẾT LUẬN Bài báo này đã trình bày một mạng nguồn kháng qZS được kết nối với nghịch lưu ba bậc hình T. Bên cạnh các tính năng tăng, giảm áp (Buck-Boost) và đa bậc, cấu hình này còn thể hiện các đặc tính ứng dụng chịu lỗi. Thực tế, trong một số ứng dụng công nghiệp, khả năng chịu lỗi của bộ chuyển đổi điện tử công suất là rất quan trọng khi quan tâm đến tính khả dụng, an toàn và độ tin cậy của hệ thống. Để khảo sát khả năng chịu lỗi của cấu hình qZST2I-UFM, các loại lỗi khác nhau đã được trình bày theo những phương pháp điều khiển của nhóm nghiên cứu. Nhìn chung, mỗi loại lỗi hở mạch dẫn đến một mạch tương đương khác nhau. LỜI CẢM ƠN Bài báo này được thực hiện tại phòng thí nghiệm điện tử công suất nâng cao D405 với sự hỗ trợ của dự án KC186 của Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật Thành phố Hồ Chí Minh. DANH MỤC TỪ VIẾT TẮT 3L Three level T2I T-Type inverter qZS Quasi-Z-Source UFM Under Fault Mode PWM Pulse width modulation IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor SPWM Sine Pulse width modulation TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] Quách Thành Hải, Lê Huỳnh Lý, Đỗ Đức Trí, “Giải thuật điều chế sóng mang với đa sóng điều khiển cho nghịch lưu lai 5 bậc,” Tạp chí Khoa học Giáo dục Kỹ thuật, Trường Đại học Sư Phạm Kỹ thuật, số 41, Mar. 2017. [2] Lê Kim Anh, “Ứng dụng các bộ biến đổi điện tử công suất trong điều khiển nối lưới các nguồn phân tán,” Tạp chí Khoa học Trường Đại học Cần Thơ, số 28, Aug. 2013. [3] K. P. Rao, Dr S. Sao, Dr JBV Subrahmanyam, “development of A Grid Connected Inverter for Solar PV System with Energy Capture Improvement Based On Current Control Strategy,” International Journal of Scientific and Research Publications, vol 3, Issue 4, Apr. 2013. [4] U. M. Choi, F. Blaabjerg, and K. B. Lee, “Control strategy of two capacitor voltages for separate MPPTs in photovoltaic systems using neutral-point-clamped inverters”, IEEE Trans. Ind Appl., vol 51, no. 4, pp. 3295-3303, July/Aug. 2015. [5] Nguyễn Minh Tâm, Đỗ Đức Trí, Hứa Duy Tiến, Trương Thị Bích Hà, “Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC,” Tạp chí Khoa học Giáo dục Kỹ thuật, Trường Đại học Sư Phạm Kỹ thuật, số 39, Dec. 2016. [6] Lê Minh Phương, Lê Tấn Đại, Phạm Thị Xuân Hoa, “Giải thuật điều khiển mới chia công suất trong các bộ nghịch lưu song song khi tải phi tuyến”, Science & Technology Development., vol 18, no.K2, May. 2015. [7] D. Mohan, X. Zhang, and G. H. B. Foo, “A simple duty cycle control strategy to reduce torque ripples and improve low-speed performance of a three-level inverter fed DTC IPMSM drive”, IEEE Trans. Ind. Electron., vol 64, no. 4, pp. 2709-2721, Apr. 2017. [8] C. J. Gajanayake, D. M. Vilathgamuwa, P.C. Loh, R. Teodorescu, F. Blaabjerg, “Z-source-inverter-based flexible distributed generation system solution for grid power quality improvement,” IEEE Trans. Energy Convers., vol. 24, no. 3, pp. 695-704, Sep. 2009. Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 54 (09/2019) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 57 [9] C. J. Gajanayake, D. M. Vilathgamuwa, P. C. Loh, “Development of a comprehensive model and a multiloop controller for Z-source inverter DG systems,” IEEE Trans. Power Electron., vol.22, no.4, pp. 1453-1463, Jul. 2007. [10] P. C. Loh, F. Gao, F. Blaabjerg, S. Y. C. Feng, and K. N. J. Soon, “Pulsewidth-modulated Z-source neutral-point-clamped nverter,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 43, no. 5, pp. 1295–1308, Sep./Oct. 2007. [11] Y. Song, B. Wang, “Survey on Reliability of Power Electronic Systems,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, no. 1, pp. 591-604, Jan. 2013. [12] H. Wang, M. Liserre, F. Blaabjerg, P. de Place Rimmen, J. B. Jacobsen, T. Kvisgaard, J. Landkildehus, “Transitioning to Physics-of-Failure as a Reliability Driver in Power Electronics,” IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electron., vol. 2, no. 1, pp. 97-114, Mar. 2014. [13] P. Lezana, J. Pou, T. A. Meynard, J. Rodriguez, S. Ceballos, and F. Richardeau, “Survey on fault operation on multilevel inverters,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol 57, no. 7, pp. 2207-2218, July. 2010. [14] V. Fernão Pires, Armando Cordeiro, Daniel Foito and J. F. Martins, “Quasi-Z-Source Inverter With a T-Type Converter in Normal and Failure Mode,” IEEE Transactions on Power Electronics, 2015. [15] S. Ceballos, J. Pou, J. Zaragoza, E. Robles and etc, “Fault- tolerant neutral-point-clamped converter soulutions based on including a fourth resonant leg,” IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 58, no. 6, pp. 2293-2303, Jun. 2011. [16] S. Xu, J. Zhang, J. Hang, “Investigation of a fault-tolerant three-level T-type inverter,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 53, no. 5, pp. 4613–4623, Sep./Oct. 2017. Tác giả chịu trách nhiệm bài viết: Đỗ Đức Trí Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP.HCM Email: tridd@hcmute.edu.vn
File đính kèm:
- nghich_luu_3_bac_hinh_t_voi_kha_nang_chiu_loi.pdf