Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC
Bài báo này giới thiệu nghịch lưu 3 pha 3 bậc NPC với mục tiêu cân bằng điện áp
dc-link trên tụ điện. Khi điện áp trên tụ biến thiên cần được ổn định ở mức không để trạng
thái mất cân bằng xuất hiện trong hệ thống. Sự mất cân bằng điện áp trên tụ sẽ gây ra sóng
hài bậc thấp không mong muốn. Mặt khác khi điện áp trên tụ được cân bằng, điện áp pha tâm
nguồn DC sẽ có chất lượng điện áp tốt hơn so với khi sử dụng cấu hình nghịch lưu chưa cân
bằng. Bài báo này sử dụng phương pháp xét chiều dòng điện trên tụ, sau đó điều khiển lại các
khóa sao cho điện áp trên hai tụ cân bằng. Kết quả của bài báo được kiểm chứng qua mô
phỏng và thực nghiệm.
Trang 1
Trang 2
Trang 3
Trang 4
Trang 5
Trang 6
Trang 7
Trang 8
Bạn đang xem tài liệu "Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC", để tải tài liệu gốc về máy hãy click vào nút Download ở trên
Tóm tắt nội dung tài liệu: Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC
ng trong các bộ phận của bộ biến tần, thiết bị lò cảm ứng trung tần, thiết bị hàn trung tần, bộ dự trữ năng lượng. Ngoài ra, bộ nghịch lưu còn được ứng dụng vào lĩnh vực bù nhuyễn công suất phản kháng lưới điện Ưu điểm của bộ nghịch lưu áp đa bậc là công suất của bộ nghịch lưu tăng lên, điện áp 30 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh đặt lên các linh kiện giảm xuống nên công suất tổn hao do quá trình đóng ngắt của linh kiện cũng giảm theo, với cùng tần số đóng ngắt, các thành phần sóng hài bậc cao của điện áp ra giảm nhỏ hơn so với bộ nghịch lưu áp hai bậc. Ngược lại, bộ nghịch lưu đa bậc có nhiều hạn chế như: số lượng khoá bán dẫn lớn, điều này làm cho hệ thống trở nên phức tạp và đắt tiền [1]. 2. CẤU TRÚC NGHỊCH LƯU 3 BẬC NPC Mỗi pha nghịch lưu 3 pha 3 bậc được cấu tạo từ 4 khóa chuyển mạch IGBT chia thành 2 nhánh trên và dưới như hình 1 Vdc/2 + + - - Sa1 Sa2 Sa1' Sa2' Sb1 Sb2 Sb1' Sb2' Sc1 Sc2 Sc1' Sc2' ic ia ib utb utc N Vdc/2 0 uta c b aVdc+ - Hình 1. Cấu trúc của nghịch lưu NPC ba bậc Nếu gọi Sx,i và Sx,i’là khóa công suất thứ i ở nhánh trên và nhánh dưới của pha x. X= (a, b, c) và i= (1, 2). Trạng thái kích các khóa công suất nhánh trên (KSx,i) và nhánh dưới (KSx,i’) cùng chỉ số luôn đối nghịch nhau; Nghĩa là KSxi + KSxi’ = 1 (1) Gọi TSx,i là trạng thái của khóa công suất thứ i pha x (Sx,i). TSx,i = 0 tức khóa mở, ngược lại TSx,i = 1 là khóa đóng. Như vậy, trạng thái ra một pha sẽ phụ thuộc trang thái các khóa công suất. Nếu gọi TSx là trạng thái các khóa công suất nhánh x thì TSx được định nghĩa: TSx= TSx,1 + TSx,2 -1 (2) Do đó, thành phần điện áp pha tâm nguồn DCUxg được xác định dựa vào (3) như sau: Uxg = udc.TSx/2 (3) Và điện áp pha tâm nguồn của 3 pha được xác định (4) Sc Sb Sa dc cg bg ag T T T u U U U 2 (4) Và có thể tính được điện áp pha tải và điện áp dây(5) và (6) 2 1 1 1 1 2 1 3 1 1 2 an ag bn bg cn cg U U U U U U (5) cn bn an ca bc ab U U U U U U 101 110 011 (6) Do đó, thành phần Uxg chứa hài bậc 3 còn hai thành phần điện áp pha Uxn và điện áp dây Uxy sẽ không có hài này [3]. Chính vì vậy có thể thấy rằng nếu hàm offset trong giải thuật nghịch lưu đề xuất là hài bậc 3 thì sẽ không làm ảnh hưởng đến biên độ thành phần điện áp hài bậc 3 trên tải. Bên cạnh đó cũng có thể thấy rằng điện áp pha – tâm nguồn Uxg sẽ có 3 mức với 1 mức dương, 1 mức âm và giá trị zero [4-8]. 3. GIẢI THUẬT ĐIỀU KHIỂN CÂN BẰNG TỤ Phương pháp cân bằng áp tụ được trình bày sau là phương pháp được cải tiến từ kỹ thuật điều chế SPWM. Trong phương pháp SPWM, mỗi pha được điều khiển bởi một tín hiệu điều chế, và một tín hiệu offset được Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 31 cộng vào tín hiệu điều chế ban đầu để điều khiển iNP. Kỹ thuật được cung cấp dưới đây dựa trên việc sử dụng hai tín hiệu điều chế cho mỗi pha của bộ nghịch lưu. Với tín hiệu điều chế ban đầu [2]: *sin( ) *sin 2 / 3 *sin 2 / 3 a b c v m t v m t v m t (7) ' 0 ' 0 ' 0 a a b b c c v v v v v v v v v (8) Với: 0 max( , , ) min( , , ) 2 a b c a b cv v v v v vv (9) Các tín hiệu điều chế ban đầu được cải biến để tạo ra hai phần sao cho điện áp điều khiển vẫn còn trong vùng hoạt động tuyến tính. Hai tín hiệu điều chế cải biến cho mỗi pha sẽ được tạo ra có mối liên quan như ở công thức (10). ' ' ' a ap an b bp bn c cp cn v v v v v v v v v (10) Với vxp ≥ 0 và vxn ≤ 0, x là các pha a, b, c. Tín hiệu có ký hiệu “p” sẽ so sánh với sóng mang trên, ]1,0[ p carrierv , và tín hiệu có ký hiệu “n” sẽ so sánh với sóng mang dưới, ]0,1[ n carrierv . Có thể thấy được, dòng qua một pha đi qua điểm NP khi xảy ra một trong hai điều kiện sau( hình 2) [2]: & & p n xp carrier xn carrier p n xp carrier xn carrier V V V V V V V V (11) 1 0 TS -1 1 0 TS -1 a) Trường hợp &p nxp carrier xn carrierv v v v b) Trường hợp &p nxp carrier xn carrierv v v v Hình 2. Mối quan hệ giữa áp điều khiển và sóng mang với dòng qua điểm NP Hai khóa bán dẫn giữa (Sx2, Sx3) của bộ nghịch lưu sẽ ở trạng thái “ON” khi biến điều khiển áp nghịch lưu bằng áp tại điểm NP (0) tương ứng, sx0, được tích cực. Nói cách khác thì sa0 =1 thì áp pha a nối đến điểm NP. Tương tự cho sb0 và sc0. Như vậy, dòng qua điểm NP là: 0 0 0 0a a b b c ci s i s i s i (12) Để tạo ra cân bằng áp tụ, thì giá trị trung bình của dòng i0 trong một chu kỳ sóng mang bằng không. Do đó cần phải điều khiển hoạt động của mạch bằng việc điều khiển dòng trung bình iNP thay cho việc điều khiển dòng tức thời: ( ) ( ). ( ) t Ts s t t i t i d T (13) Với Ts là chu kỳ lấy mẫu hay còn gọi là chu kỳ chuyển mạch, và thời gian các khóa của pha x ở trạng thái ON trong một chu kỳ TS là dx0. Áp dụng điều này vào (14), ta có được: 32 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 0 0 0 0a b ca b ci d i d i d i (14) Với 00 xxd s , x là các pha a, b, c. Vì tần số của sóng mang lớn hơn nhiều tần số của tín hiệu điều chế, nên duty cycle có thể được tính bằng: 0 1 1 1 aan ap b cbn bp cn cp i v v i v v i v v i (15) Từ (14) và (15) ta có được: 0 1 1 1 aan ap b cbn bp cn cp i v v i v v i v v i (16) Nếu đặt: an ap bn bp cn cpv v v v v v v (17) Dòng NP trung bình là: 0 1 ( )a b ci v i i i (18) Xác định v theo công thức 19 [4]: max( , , ) min( , , ) 2 a b c a b cv v v v v vv (19) Từ đây ta tìm được các tín hiệu điều chế: min( , , ) 2 max( , , ) 2 x a b c xp x a b c xn v v v v v v v v v v (20) Hình 3 mô tả mối liên quan giữa các điện áp điều khiển cải biến của pha a với điện áp điều chế sin ban đầu. Biên độ của tín hiệu điều chế m hay còn gọi là chỉ số điều chế biên. Giá trị cực đại của chỉ số điều chế biên trong vùng tuyến tính được tính như sau: max 2 1.1547 3 m (21) Hình 3. Dạng sóng điện áp điều khiển của 3 pha và dạng sóng điện áp điều khiển cải biến của pha a. Tín hiệu điều chế cải biến cho pha b và c tương tự như pha a nhưng lần lượt bị dịch pha. Chú ý là tín hiệu điều chế cải biến cũng nằm trong khoảng [-1,1], khi đó bộ biến tần sẽ hoạt động dưới chế độ điều chế tuyến tính. Dựa vào hình vẽ dạng sóng của vap và van ta thấy trong các khoảng góc pha [π/3, 2π/3] và [4π/3, 5π/3] thì không có tín hiệu nào bằng 0. Do đó, tín hiệu điều chế cải biến của pha a có thể dịch lên hoặc xuống trong hai đoạn này mà không làm tăng tần số chuyển mạch của linh kiện. Ta cũng làm tương tự cho pha b và pha c. Mặc dù, phương pháp này giữ được tần số chuyển mạch của linh kiện khi tiến hành bù điện áp tụ, nhưng nó ít ý nghĩa vì sự xuất hiện của các dao động điện áp quanh điểm cân bằng. Sự xuất hiện này là do chỉ các tín hiệu điều chế cải biến kết hợp với nhau cho một pha được dịch chuyển mọi lúc. Để khắc phục sự dao động, ta cần chú ý đến chiều của các dòng ngõ ra. Hàm điện áp offset cho Vxp là: _ . ( . ) . ( 1) x off p c c x xp xn v k v sign v i sign v v (22) Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 33 Giá trị tuyệt đối của độ lệch áp giữa hai tụ nhân với hệ số kp. Dấu của ∆VC*ix được xem là dấu của bộ bù. Tuy nhiên, dấu của hàm offset cũng có phụ thuộc vào dấu của biểu thức (vxp-vxn-1), điều này phù hợp hai trường hợp có thể xảy ra được trình bày trong hình 2 Dấu của biểu thức (vxp-vxn-1) bằng -1 vì (vxp-vxn-1) luôn luôn nhỏ hơn không với mọi giá trị của góc pha với áp điều khiển ba pha trình bày trong công thức (7). Nên công thức rút gọn của tín hiệu offset là: _ . ( . )x off p c c xv k v sign v i (23) Lưu đồ giải thuật Vx_off=Kp.|ΔVc| .sign(ΔVc.ix) vxp So sánh áp điều khiển của ba pha với hai tín hiệu sóng mang vxn Mạch nghịch lưu NPC ba pha, ba bậc vmax vmin 1 0 Đo áp Vc1, Vc2 Khối tạo offset Bộ giới hạn offset Giới hạn áp điều khiển Bộ tạo xung kích Va, Vb, Vc Va, Vb, Vc Đo dòng ia, ib, ic Hình 4. Lưu đồ giải thuật tạo điện áp offset Từ cơ sở lý thuyết như trên Tác giả xây dựng chương trình mô phỏng để thử nghiệm với các thông số như sau: - Điện áp DC nguồn vào Vdc= 200V - Tần số sóng mang fw= 5KHz - Tần số ngõ ra f0= 50Hz - Điện áp ban đầu trên tụ là Vc1= 10V, Vc2= 190V - Điện dung C1=C2= 220uF - Chỉ số điều chế m= 0.8 - Tải trở R= 50Ω, Tải cảm L= 0.05mH Tác giả đề xuất sử dụng Card DSP F28335 để liên kết giữa chương trình mô phỏng và mô hình thực và kiểm chứng sự tương đồng của cơ sở lý thuyết và tính ứng dụng. DSP F28335 có thể được lập trình trên ngôn ngữ CCS tuy nhiên chúng ta cũng có thể lập trình trên ngôn ngữ Matlab bằng cách cài các driver tương ứng. Trong bài báo này các module điều khiển vào ra đa năng GPIO sẽ được sử dụng để tạo ra 12 xung kích kích cho các IGBT trên mạch động lực. Với các ứng dụng khác chúng ta hoàn toàn có thể sử dụng các module khác của vi mạch DSP F28335 như module ADC, module PWM và áp dụng các phân tích trong [10] để thực hiện điều khiển Hình 5. Nhúng chương trình mô phỏng vào mô hình thực nghiệm sử dụng Card DSP F28335 4. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC NGHIỆM 1. Mô phỏng THD dạng sóng điện áp và dòng điện nghịch lưu 3 pha 3 bậc tải RL. 2. Thực nghiệm THD dạng sóng điện áp và dòng điện nghịch lưu 3 pha 3 bậc tải RL, sử dụng máy đo Tektronic 2014C. 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 -50 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 ¸p nghÞch l-u pha A Time [s] B iª n ® é [ V ] 34 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh Hình 6. Áp nghịch lưu khi áp tụ không cân bằng Hình 7. Áp nghịch lưu khi áp tụ cân bằng Hình 8. Áp nghịch lưu khi áp tụ cân bằng trên mô hình thực nghiệm Hình 9. Áp tải pha a khi áp tụ không cân bằng Hình 10. Áp tải pha a khi áp tụ cân bằng Hình 11. Áp tải pha a khi áp tụ cân bằng trên thực nghiệm Hình 12. Dạng sóng dòng tải 3 pha trên mô phỏng Hình 13. Dạng sóng dòng tải 3 pha trên thực nghiệm 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 -50 0 50 100 150 200 250 300 350 400 450 ¸p nghÞch l-u pha A Time [s] B iª n ® é [ V ] 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -300 -200 -100 0 100 200 300 ¸p t¶i pha A Thêi gian [s] B iª n ® é [ V ] 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -300 -200 -100 0 100 200 300 ¸p t¶i pha A Thêi gian [s] B iª n ® é [ V ] 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 -8 -6 -4 -2 0 2 4 6 8 Dßng t¶i 3 pha Thêi gian [s] B iª n ® é [ A ] Pha A Pha B Pha C Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 35 Hình 14. Phổ hài của dòng tải pha A khi tụ chưa cân bằng trên mô phỏng Hình 15. Phổ hài của dòng tải pha A khi tụ cân bằng trên mô phỏng Hình 16. Phổ hài của dòng tải pha A khi tụ cân bằng trong thực nghiệm Đ iệ n á p t rê n t ụ [ V ] Hình 17. Điện áp trên tụ khi tụ cân bằng trong mô phỏng Vc1 Vc2 Hình 18. Điện áp trên tụ khi tụ cân bằng trong thực nghiệm 5. KẾT LUẬN Từ kết quả hình (6~16) cho thấy hệ số méo hài tổng THD củadòng điện tải của nghịch lưu 3 pha 3 bậc chưa cân bằng là: 6.07 còn của nghịch lưu 3 pha 3 bậc đã cân bằng và trên mô phỏng và thực nghiệm là: 3.28 và 3.5,theo thông số vừa nêu kết quả 36 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh cân bằng điện áp trên tụ đã giảm xuống57.66% so với chưa cân bằng điện áp trên tụ, hình 17~18 đáp ứng thời gian tụ cân bằng 0.01s của mô phỏng và mô hình thực.Điện áp pha tải và dòng điện tải đều có hệ số méo hài tổng (THD%) lần lượt là 3,5 nhỏ hơn giá trị yêu cầu theo tiêu chuẩn Việt Nam hiện nay (TCVN-7909 2.2-2008) đồng thời cũng đáp ứng tiêu chuẩn về nhiễu điện từ theo tiêu chuẩn quốc tế EN6100-2-2 (theo hình 16).Mặt khác Tác giả đã ứng dụng Card DSP F28335 để nhúng chương trình mô phỏng vào mô hình thực để kiểm chứng kết quả. Các kết quả thực nghiệm cho thấy việc sử dụng phần mềm Matlab với các driver điều khiển cho card DSP F28355 có thể thực hiện dễ dàng và giúp rút ngắn thời gian lập trình. So với [2] bài báo đã thực nghiệm và sử dụng giải thuật cân bằng điện áp trên tụ có sự sai lệch VC1=190V, VC2=10V và nhanh chóng cân bằng trong khoảng thời gian 0.01s. TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] Phan Quốc Dũng, Tô Hữu Phúc, Gáo trình Truyền động điện.: NXB Đại học Quốc gia TP.HCM, 2003. [2] Vo Xuan Nam, Le Van Manh Giau., Nguyen Van Nho., Tran Thanh Trang., Neutral Point Voltage Balancing Method and the Influence of Some Parameters on Capacitor Voltage in Three-Level NPC Converter.: Springer Berlin Heidelberg, vol. 282, pp. 159-167, 2014. [3] C. A. dos Santos and F. L. M. Antunes, “Losses Comparison Among Carrier-Based PWM Modulation Strategies in Three-LevelNeutral-Point-Clamped Inverter”, International Conference on Renewable Energies and Power Quality, Spain April-2011. [4] Lazhar Ben-Brahim, A Discontinuous PWM Method for Balancing the Neutral Point Voltage in Three-Level Inverter-Fed Variable Frequency Drives.: IEEE transactions on energy conversion, VOL. 23, NO. 4, DECEMBER 2008. [5] L. Ben-Brahim and S. Tadakuma, A novel multilevel carrier-based PWM control method for GTO inverter in low index modulation region.: IEEE Trans. Ind. Appl., vol.42, no.1, pp. 121–127, Jan/Feb 2006. [6] Jordi Zaragoza, Josep Pou., Salvador Ceballos., Eider Robles., Carles Jaen., Montse Corbalan., Voltage Balance Compensator for a Carrier Based Modulation in the Neutral-Piont-Clamped Converter.: IEEE transactions on industrial electronics, vol. 56, NO.2, February 2009. [7] Sergio Busquets-Monge, Salvador Alepuz., Josep Bordonau., Juan Peracaula., Voltage Balancing Control of Diode-Clamped Multilevel Converters with Passive Front-Ends.: IEEE, April 13 2009. [8] Nikola Celanovic, A Comprehensive Study of Neutral-Point Voltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-Clamped Voltage Source PWM Inverters.: Member, IEEE, Pages. 535 - 541, vol.1, 1999. Tác giả chịu trách nhiệm bài viết: Đỗ Đức Trí Trường Đại học Sư Phạm Kỹ Thuật Tp.HCM Email: tridd@hcmute.edu.vn
File đính kèm:
- can_bang_dien_ap_tren_tu_cho_nghich_luu_ba_pha_ba_bac_npc.pdf